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干货 | 聊聊变压器驱动半桥

2019-10-08
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图(01)是Unitrode公司(已被德州仪器公司并购)生产的UC1525A(与UC2535A、UC3525A相同,三个型号仅工作温度范围不同)开关电源控制芯片用变压器驱动半桥的电路。图中Q1和Q2为功率开关MOS管,T1为驱动变压器,T2为功率输出的主变压器。

图(01)
  
图(01)中我们见到驱动变压器T1具有两个次级,反相驱动两个功率开关MOS管Q1和Q2。
  
与上次贴出的SG3525经变压器驱动半桥电路不同之处,主要是变压器初级两端各有一支二极管接地。
  
无论是并联推挽(即两个功率开关管通过初级具有中心抽头的输出变压器耦合),半桥(可称为串联推挽),还是全桥,两个功率开关管(对全桥来说是对角线上两个开关管为一组,两组开关管)中电流应该是互补对称,相位相差180°且带有“死区”(两个功率管均不导通)的波形。如图(02)和图(03)所示。之所以必须相位相差180°且带有“死区”,乃是为了避免“共同导通”(后面将有叙述)。


图(02)

图(02)是占空比较大时两个功率开关管中的电流波形。


图(03)

图(03)是占空比较小时两个功率开关管中的电流波形。
  
既然功率开关管中电流是这样的波形,那么驱动功率开关管门极的电压波形也应该是如图(04)和图(05)那样的波形。


图(04)

图(04)是占空比较大时两个功率开关管门极电压波形。


图(05)
  
图(05)是占空比较小时两个功率开关管门极电压波形。
  
图(04)和图(05)同时也是UC1525A的11脚和14脚(两路输出端)的电压波形。事实上,UC1525A两个输出端输出的正是互补对称,相位相差180°且带有死区(两个功率管均不导通)的波形。
  
驱动变压器初级两端电压是UC1525A两个输出端电压之差(不是和!),所以驱动变压器初级两端电压波形如图(06)和图(07)所示。


图(06)
  
图(06)显示的是占空比较大时驱动变压器初级两端的电压波形。
  
注意红色箭头所指处初级两端电压为零,这就是所谓“死区”。设置“死区”目的是要半桥上下两管均不导通。如果半桥上下两管同时导通,那么电源将通过两管短路,两管均会流过很大的电流。这种现像叫“共同导通”,其后果可能是灾难性的,功率管很可能会烧毁。


图(07)
  
图(07)显示的是占空比较小时驱动变压器初级两端的电压波形。
  
“死区”决不可省,因为MOS管关断延迟时间总是比开通延迟时间要长一点(参考各种型号MOS管datasheet),双极型三极管就更不用说了,关断比开通慢得多。也就是说,驱动变压器初级即使施加的是矩形方波(没有死区),半桥的上下两管也必定会有短暂的“共同导通”,这段时间就是管子关断延迟时间与开通延迟时间的差,一支管子尚未关断而另一支管子已经导通。
  
正是考虑到避免“共同导通”,所以任何双端输出的开关电源控制芯片都设置了“死区”,某些型号的芯片,甚至可以用外部元件调整“死区”时间,例如TL494的“死区”时间就可以从外部调节。


图(08)
  
现在我们看看在PWM的一个周期内都发生了些什么事情。
  
图(08)是中等占空比时驱动变压器初级两端电压波形,图(09)是分立元件Q1~Q4构成全桥,全桥的输出供变压器T驱动大功率半桥的电路。
  
首先,这样的波形对变压器来说可以实现,因为横轴上面和横轴下面面积相等,即一个周期内伏秒积为零,变压器铁芯不会因伏秒积不为零而出现磁饱和。
  
图(08)中时刻0到时刻t1,Q2和Q3导通,Q1和Q4关断,变压器T初级绕组Z1两端电压极性如图中正负符号所示。由变压器各绕组同名端可知,次级绕组Z2和Z3两端电压极性如图(08)所示,MOS管T1门极对源极为正,T1应该导通。而T2门极对源极为负,这没有关系。目前使用的大功率MOS管都是增强型,对N沟道MOS管,门极对源极电压为零固然MOS管关断,门极对源极为负仍然是关断。
  
时刻0到时刻t1,电流方向如图(08)中红色箭头所示。千万注意:MOS管门极源极之间不是电阻,而表现为一个电容,所以在矩形波的前沿瞬间电流很大,随即降低到相当小,在时刻0到时刻t1这段时间内电流变化很大,并非总是一样大的。所以红色箭头只表示电流方向,并不表示电流大小。


图(09)
  
时刻t1,两支MOS管应该关断,驱动信号应该为零。此时刻应该让Q3关断而Q2Q4导通,以便驱动变压器三个绕组两端电压均为零。
  
但是前面已经说过,MOS管门极与源极之间是个电容,这个电容已经在0~t1这段时间里面被充电。现在要让门极与源极之间电压为零,这个电容必须放电,无论T1还是T2门极电容都必须放电。放电过程中,门极源极之间电容从能量角度来说是电源,变压器绕组Z2和Z3成为初级,而Z1是次级。两MOS管门极电容放电电流方向如绿色箭头所示。
  
Q4已经导通,电流从Q4集电极流向发射极,这没有问题。问题是电流不可能从Q2发射极流向集电极,因为Q2基极对发射极为正(这样Q2才会导通),电流将流入Q2基极,而基极电路通常阻抗较高。于是,变压器绕组Z1两端不能形成短路,T1和T2门极电容也就不能放电,T1无法关断。
  
所以,Q2和Q4必须反并联二极管,图中可见:绿色箭头方向的电流可以经二极管D1形成回路,也就是说,时刻t1到时刻t2这段时间里面绕组Z1被Q4和D1近似短路。由变压器特性可知,Z2和Z3绕组也相当于短路,T1和T2门极放电,门极对源极电压接近于零,T1和T2均关断。这样才符合我们的要求。
  
显然,Q4反并联的二极管D2是供时刻t3到时刻t4这段时间里面短路Z1之用。也就是MOS管T2从导通到关断。两个MOS管门极电容放电之用。
  
D1和D2最好是使用萧特基二极管,压降较小,使得变压器Z1绕组在两个MOS管需要关断时更接近于理想的短路。
  
显然,只有具备了与三极管反并联的二极管D1和D2,我们才能够使用变压器驱动半桥或者全桥,而且变压器在每个周期中均能够实现磁复位(伏秒积为零)铁芯不会进入磁饱和。改变占空比时仍然能够保证变压器不会磁饱和,且半桥两个功率管均正常开关。这就是图(01)中二极管D1和D2的由来。
  
二极管D1和D2也可以与Q1和Q3并联,不过那样的话,Q1~Q4的驱动顺序必须改变:要变压器绕组Z1两端短路,必须让Q1和Q3导通,而Q2和Q4关断。D1D2并联于Q1Q3时的驱动波形和D1D2并联于Q2Q4时的驱动波形不一样。



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