LED照明回路中恢复二极管的选择

　　在全球能源短缺的背景下，节能己成为全球热议的话题。2011年我国耗电总量46928亿kWh，其中照明用电占12％，约5631亿度，可见在照明领域的节能有着重要的效益。照明节能的重点在于提高光源的光效和降低灯具本身损耗，LED作为新一代绿色照明光源，具有环保、节能、寿命长、体积小等特点，必将是21世纪代表性的新型光源。

　　LED的亮度与通过它的正向电流成正比。从LED的伏安特性可知，当采用恒压供电时，电源电压的波动会引起LED电流较大的变化；另外LED伏安特性有具有负温度系数的特点，工作过程中随温度的升高，亮度会减小。实际应用时，一般采用多只LED串联方式，不同厂家或同一厂家的LED离散性较大，为了保证串联LED有相同的亮度，延长LED寿命，恒流驱动是理想的选择。

　　文章针对实际应用中的一种3W白色LED恒流驱动电路，由于续流回路恢复二极管的选用问题，造成器件发热，无法满足设计要求，通过器件工作原理的仔细分析，找到了问题并得到了解决。

　　1 问题引出

　　LED恒流驱动电路一般由PWM芯片、MOSFET管、电感及续流恢复二极管构成。图1为一种实际应用中的电路原理图，恒流驱动由PWM芯片U1(HV9910B)、MOSFET管Q1、3W白色LED D3、恢复二极管D2、电感L3、工作频率选择电阻R1、电流采样电阻R2、R3、R4及滤波电容C6～C9组成。

　　设计要求恒流电流为630mA，D2设计初期选用了快速恢复二极管FR207，通电工作时，发现LED回路电流约200mA，LED亮但亮度不够，此时D2、R2、R3、R4、Q1管发热严重。

　　2 工作原理

　　2．1 HV9910B特点及应用领域

　　HV9910B是Supertex公司在2007年推出的一种高效的PWM控制的LED驱动器，其供电电压范围为DC8V～DC450V，开关频率高达300kHz，可以外接电阻设置。LED由恒流驱动，输出电流由数mA至1A。特点如下：

　　●输入电压范围为DC8V～DC450V；

　　●输出电流由几mA到1A以上，既能驱动小功率LED，也能驱动大功率LED；

　　●可以方便地组成降压式、升／降压式架构，以满足不同供电电压的需求；

　　●它可以驱动1个LED到上百个LED；

　　●转换效率高，可达90％；

　　●组成的驱动器电路简单，外围元器件少，不仅占PCB板面积小，并且生产成本低；

　　●内部有能输入DC450V高压、输出7．5V的线性稳压器，无须外接降压电阻，使电路更简单，并可输出作模拟调光电路的电流；

　　●有两种工作模式：恒定频率模式及恒定关断时间模式；

　　●有两种调光方式：模拟调光方式和PWM调光方式；

　　●输出驱动电流大小用一个外设电阻RCS设定。

　　8引脚的HV9910B的管脚定义和功能如表1所示。

　　2．2 工作原理

　　图2是HV9910B的内部框图及典型应用电路。直流电压直接加于VIN脚，当VDD脚超过开启阈值后，栅极驱动器工作，GATE脚输出电压使MOSFET管导通并运行在开关状态，MOSFET管的源极接电流检测电阻RCS，其电压加于CS脚，当该电压超过峰值电流检测阈值时，栅极驱动信号终止，MOSFET管截止。由于阈值电压内部设定为250mV，所以，MOSFET管峰值电流由检测电阻RCS决定。

　　外接电路说明：Q代表MOSFET管；D代表续流回路恢复二极管；L代表回路电感；ROSC代表频率设定电阻；LED代表发光二极管。

　　由于MOSFET管工作在开关状态，导通时，电感充电电流上升；截止时，电感放电电流减小。显然，电流到达峰值的时间与电感选用有关系。严格地说，经过LED电流是脉动起伏的，不是直流，其平均值与电感值有关。根据电感电流是否连续可以分成如下三种模式，见图3。这三种工作模式各有优缺点，按实际情况进行选用。a模式电流变化范围小，具有较小的磁滞损耗，一般工作频率较高，功率管的开关损耗大，电源电压变化对应的电流精度高；c模式电流变化大，具有较大的磁滞损耗，一般工作频率较低，功率管的开关损耗小，电源电压变化对应的电流精度低；b模式介于这两种模式之间，同时具有这两种模式的优缺点。对应市电应用的场合，负载功率高时，建议选用a模式，负载功率适中可选用b模式，负载功率低则可选用c模式。文章中实际电路选用了a模式。

　　3 问题分析

　　图1中采用恒定频率的工作模式，电流采样电阻RCS(由R2、R3、R4并联组成)，R1电阻阻值为100k Ω，工作频率为200kHz。

　　通电后，U1的GATE管脚输出高电平，Q1导通，+24V电源电流经滤波器件后到U1管脚1，再经D3、L3、Q1、RCS流回24V地，此时是电感L3储能过程；U1通过电流采样电阻RCS检测其两端的电压，当电压达到250mV时，U1的GATE管脚输出低电平，关断Q1。回路中由于电感L3存储了电能，当Q1关断后，L3将释放其储能，释放回路为：电流从L3的一端流出，经D2、D3，最后回到L3的+端，维持D3继续发光。

　　3．1 恢复二极管恢复特性

　　二极管和一般开关的不同在于“开”与“关”由所加电压的极性决定，而且“开”态有微小的压降，“关”态有微小的电流。当电压由正向变为反向时，电流并不立刻成为-I0，而是在一段时间ts内反向电流始终很大，二极管并不关断；经过ts后，反向电流才逐渐变小，再经过tf时间，二极管的电流才成为-I0，二极管关断，如图4所示。ts称为储存时间，tf称为下降时间，trr称为反向恢复时间，以上过程称为反向恢复过程，这实际上是由电荷存储效应引起的。反向恢复时间就是存储电荷耗尽所需要的时间。

　　图5是引用超快速恢复二极管ES1D的使用手册中的关断特性曲线和测试电路。从图中可以看出，ES1D反向恢复时间35ns，比普通二极管的恢复时间要短得多，同时ts也要小。

　　从图4、5可知，由于反向恢复过程存在，当二极管的两端电压由正向变为反向时，二极管并不马上关断，经过trr后才真正关断。

　　3．2 MOSFET管导通特性

　　图6是MOSFET管的开关时间测试电路与波形。

　　3．2．1 开启时间ton

　　当VGS由低电平变为高电平时，MOSFET管导通，VDS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是开启时间，包括VGS导通延迟时间td(on)和VDS的导通时间tr。即

　　ton=td(on)+tr

　　3．2．2 关闭时间toff

　　当VGS由高电平变为低电平时，MOSFETF管截止，VDS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是关断时间。包括VGS关断延迟时间td(off)和VDS的关断时间tf。即

　　toff=td(off)+tf

　　通常情况下，toff>ton，开关时间一般在纳ns数量级，高频应用时需考虑。

　　3．3 问题原因

　　由于恢复二极管trr的客观存在，图1中电路的实际工作过程如下：

　　工作阶段：U1中GATA输出高电平，经过ton时间后，Q1导通，D2关断，24V电源从正流出，经滤波电路后到U1管脚1，再经D3、L3、Q1、RCS流回电源负端。此时L3充电储能。

　　续流阶段：U1中GATA输出低电平，经过toff时间后，Q1关断，D2正向导通，电流从L3的+端流出，经D2、D3，最后回到L3的一端，电感释放储能。

　　纯消耗阶段：Q1导通，D2处于trr阶段；24V电源从正流出，经D2(D2反向导通)，Q1、RCS回到电源负。RCS阻值为0．4 Ω，此时回路电流很大(24／0．4=60A)，且能量全部转换为热能，消耗在D2、R2、R3、R4、Q1管上，引起器件的发热。

　　文章中电路工作是工作阶段、续流阶段、纯消耗阶段三种阶段周而复始的循环过程。纯消耗阶段越短，电流流经D3回路的时间越长，装置效率越高。

　　文章中电路初期设计中，选用了快速恢复二极管FR207，trr为150ns，当MOSFET管工作频率为200kHz时，即周期为5 μs，根据图3中的描述，电感电流工作在连续的模式，此时在一个周期中，占空比略大于0．5，也就是说trr为工作阶段的的6％(0．1 5／2．5=0．06)，另外纯消耗阶段回路电流(60／0．63≈10)约为其他阶段的10倍，正是FR207的trr太大造成了器件发热，效率低，达不到设计要求。

　　3．4 问题的解决

　　将FR207更换为ES1D后，纯消耗阶段缩短了4倍，问题解决。实际上将ES1D更换为肖特基二极管SS1100效果更好，用测试设备测试FR20、ES1D、SS1100的恢复时间，结果SS1100最短(约为10 ns)，同时验证了本章的分析。

　　4 结论

　　在由PWM芯片实现的LED恒流驱动电路中，续流回路二极管应该选用trr短的超快速恢复二极管，当电压低时，尽量选用肖特基二极管。通常情况，我们常常会忽略掉纯消耗阶段的存在，真正理解了二极管的反向恢复特性，才能设计出合理的电路。另外当二极管在较高频率当作“开关”使用时，如果反向脉冲的持续时间比trr短，则二极管在正、反向都可导通，起不到开关作用，即二极管的单向导电性在一定的频率范围内是正确的。