今天的RF功率检测器将满足3G应用需要吗？

差不多一个世纪以来，一直采用二极管整流器电路进行信号电平检测。采用非常简单的半波整流电路就可以实现这种检测功能，这种电路一般包括整流二极管、滤波电容和电阻，或者一个RF扼流圈外加一个次级电容，这两个最简单的检测器电路都是半波整流器。

直到20世纪的早期，固态检测器还是由类似于方铅矿(铅硫化物)的晶体组成的。当用金属接触方铅矿时方铅矿就会产生整流特性。后来改进的一种检测器是点接触二极管，它由均匀搀杂的半导体组成，其中钉入了一个非常小的尖角金属须，通常这个金属须是用钨制造的，在金属须与半导体接触的地方就形成了整流结，金属须就成了二极管的正极。

今天，点接触二极管还在生产。这些二极管产生的正向电压非常低，其寄生电容也非常小，却具有相当高的反向击穿电压，这些特性是这种二极管被用做检测器的优势所在。点接触二极管也是一个广泛应用的载波器件，具有良好的高频信号整流能力，许多雷达和通讯接收器就使用了点接触二极管检测器。

不过，点接触二极管有两个主要的缺点，首先它非常脆，而且很难重复生产，振动或机械冲击就能引起金属须移位，甚至暂时性地或永久性地失去与半导体的接触，因此这种检测器的可靠性就大打折扣，特别对移动设备应用更是如此。

点接触二极管的RF性能受到如下因素的影响：裸片上触点的位置、金属须对结施加的压力，在形成接触点所要求的作用力下金属须的变形。确实，有时制造商会“修正”点接触二极管，换句话说，制造商测量二极管的性能，然后用锤敲打它们来调整触点。

PN结二极管解决了点接触二极管的机械易碎问题，当然也带来了其它一些问题。PN结二极管是通过将一层P型掺杂半导体与一层N型掺杂半导体组合在一起形成的二极管。PN结的正向电压比点接触结的正向电压高出很多，这取决于所使用的半导体材料。例如，一个锗二极管的正向电压大约为400mV，而一个硅二极管所产生的正向电压约为700mV，一个砷化镓(GaAs)PN结二极管则可以产生大约1.2V的正向电压。

PN结二极管的高正向电压限制了它对非常小的信号的灵敏度。与点接触二极管相比，PN结二极管的结电容也大一个数量级或更大。在正偏压作用下，PN结会在耗尽层临时储存少许的电荷载流子，当了让二极管实现整流，这些电荷那么从耗尽层导出要么与空穴重新结合，在后一种情况下这个过程需要花数微秒的时间才能完成，这样PN结二极管整流高频信号的能力就很差，所以，RF检测器几乎不使用PN结二极管。

现在，我们来看一下肖特基二极管检测器。这种二极管具备点接触二极管的许多优点，但没有机械易碎的毛病，它是通过在均匀掺杂的半导体片上沉积一层非常薄非常小的金属层而形成的，由于是物理接触，所以就迫使金属层与半导体的费尔米水平相等，金属作用与半导体材料电子吸引力之差就决定了势垒的高度，也就决定了结的正向电压。

市面上一般提供四种硅肖特基二极管，高势垒正向电压近600mV，中等势垒正向电压大约为330mV，而低势垒硅肖特基二极管的正向电压为280mV，零偏压检测器的正向电压为180mV。砷化镓肖特基二极管的正向电压可以达到近700mV。像点接触二极管一样，肖特基二极管也是以多数载流子导电的器件，因此它们开关阻抗的速度非常快，大多数情况都在1ns以内。

肖特基二极管的结可以做得非常小，因此其结电容也相应很小。这两个因素使肖特基二极管成为高频微波和低频至毫米波频率应用的优良选择。需要注意的是肖特基二极管对静电放电非常敏感，也很容易损坏。

固态温度计

所有这些二极管的性能对温度的变化都很敏感。确实，在许多电子温度调节装置中，PN结二极管被用作温度传感器。在这种情况下，二极管检测器的输出电压就不仅仅是输入信号幅值的函数了，它也是结温的函数，这一特性使得我们必须对检测器电路进行温度补偿，增加一个二极管可以进行有限程度的补偿。要获得更有效的补偿，就需要增加一个二极管(作为温度计)和一个差动放大器。实际的检测器电路并不像最初的电路这么简单。

二极管检测器的传递函数可以划分为不同的两个区域，即所谓的“平方律区”和“线性区”(见图1)。平方律区适应于非常小的输入信号，在这个区域所检测的输出电压正比于输入信号电压的平方。对于更大的输入信号，检测器则随输入信号电压线性地变化。

这里讨论的所有二极管都有这种现象。不过，还是有一个区别，对于每一种结，发生这种转换(跃迁)时的输入信号电平是不相同的。这个从平方律区域向线性区的转换并不是当输入信号电压逐渐接近转换区域时突然发生的，准确地说，它是逐渐发生的，所以在检测输入信号电压时几乎不会产生误差。

对数放大器

对于频率高达8GHz的信号，IC检波对数放大(log-amp)检测器相比二极管检测器来说具有许多优点。在输入动态范围、输入灵敏度及温度稳定性方面，设计优良的log-amp相比二级管检测器来说更好。检波对数放大器由一系列级联的线性放大器单元组成，这些放大器单元的增益一般来说都是相同的，都在6-12 dB之间，具体值取决于不同的设计目的。封包检测器与每个增益级相连，在第一个增益级的输入端。

像AD8306这样的精密对数放大器的总电压增益可以达到120dB(百万分之一的因子)。即使在放大器初级没有输入信号，输出级也接近于抑制状态。这个抑制状态是由逐级放大的内部噪声造成的。当输入信号幅值增大时，每个增益级就进入抑制状态，抑制状态开始于输出级，并逐渐延伸到输入级。

与这些增益级输出端相连的检测器会产生与这些点的信号电压成比例的电流，所有输出电流之和与输入信号幅值存在对数关系，检测到的输出信号相对于输入电压呈线性增益变化，对数放大器检测器的线性增益响应特性有两个优于平方律检测器的重要优点。

由于其对数关系，非常大的输入电压变化可以用相对较小的检测器输出电压变化来表示。就增益dB而言，在整个额定的输入信号范围内对数放大检测器具有良好的稳定的灵敏度。另外，对数放大器一般由数百个晶体管组成，因此增加几个用于温度补偿的晶体管几乎不会增加额外的成本，还可以大大简化采用对数放大检测器电路进行设计的工程师的任务。

随着对数放大器输入电压波峰因数的增加，对数放大器的输出电压将发生平移(传递函数垂直平移，mV/dB不变)，以响应输入信号电压峰值的变化。表1中给出了各种输入电压的校正因数。如果不知道信号的波峰因数，那么解释对数放大器输出时就有可能产生错误，例如在呼叫负载和载波功率不断改变的多路载波W-CDMA基站发射机应用中就可能遇到这种情况。由于二极管检测器也不具有均方根响应特性，所以波峰因数对二极管检测器也有同样的影响。

自动增益控制对数放大检测器

图2中给出了TruPwr指数AGC对数放大检测器的简化框图。这里RF信号电压被加到微分可变链式衰减器上，衰减器的输出传递给一个固定增益放大器。链式衰减器的衰减率由高斯内插转发器来控制，这三个单元构成了类似于AD8367 VGA中所发现的X-AMP结构。

RF输入信号接到微分链式衰减器的输入端，后者由数个6dB的级联段组成，在这些级联段之间的每个结点都接有跨导单元，同时这些跨导单元还连接到第一段的输入和最后一段的输出上，通过接通一个跨导而断开其它跨导就可以获得6dB及数倍的衰减。

如果要求衰减必须在6dB的倍数之间，接通相应大小的跨导即可，在高斯转发器的控制下这些跨导的输出迭加在一起，高斯转发器控制跨导的大小以产生正确的输出信号幅值。这个转发器负责对规律曲线中的纹波进行处理。

接下来，放大器的输出被加到平方运算单元，这个平方运算单元的输出电流再加到内部迭加结点。一个稳定的片内电压基准产生的电压通过缓冲器加到第二个同样的平方运算单元，其输出电流与信号路径平方运算单元的输出电流相减，然后由内外部电容均分，所产生的电压缓冲后加到定点电路的输入端。

然后定点电路将这个电压衰减或放大后加到可变链式衰减器的衰减控制端，链式衰减器自动调节衰减率，直到加在信号路径平方运算单元上的信号达到目标值。当流出信号路径平方运算单元的平均电流等于流入基准路径平方运算单元的电流时，就会达到上述状态：

当这个状态存在时，有：

这里VATG是加在VTGT脚上的衰减/放大目标电压。

当达到这个状态时，缓冲放大器输出电压就与输入信号均方根电压的对数成比例，这个值直接与输入信号功率成比例。正如与解调对数放大器的情况一样，其响应特性也是线性增益(dB)特性。在这个系统中，不需要进行平方根运算，在设计这个电路时正确选择基准路径电流值。

就性能而言，对于波峰因数大的输入信号，与均方根-直流检测器相比，指数AGC对数放大器有了一定的改进。与输入信号为纯正弦波情况下的性能相比，15个呼叫负载的WCDMA信号的平均误差只有0.5dB。

利用抖动特性可以进一步改善指数AGC对数放大器的性能。取决于所测量输入信号的类型，可以加一个噪声信号到VSET或VTGT引脚上。这样做的目的是以减小定律适应曲线的纹波幅值这样一种方式来运用高斯转发器。

无论在什么情况下，诸如CDMA或WCDMA这样的RF输入信号与噪声类似，则应该使用改进的对数放大电路(图3)。连接到低通转角频率(CLPF)引脚的外部滤波电容是有意选择用来对加到缓冲放大器的净电流进行非常细小的滤波处理，但这个滤波处理足以有效地平均输入信号电压的平方。

这样，放大器的输出电压带有很大的噪声成分，但是其平均值处于正确电压的中心，对应于输入信号电压的均方根值。这个幅值大约在300mVp-p的嘈杂信号直接被加到定点电压输入端VSET。 这样迫使控制输入信号衰减的高斯转发器在平衡AGC回路所必需的电压值上下波动，所产生的衰减就更加依赖于输入信号电压的均方根值，而与高斯转发器内部的衰减纹波有较弱的依赖关系，简单点说，就是规律曲线中的纹波被扁平化了。

如果像CW正弦波或FM信号一样，输入信号具有恒定的包络，仍然可以实现抖动效应。但是这需要一个通过交流耦合加到VTGT引脚的外部噪声源。在这种情况下，来自基准平方运算器的电流在VREF电压所产生的直流电流上下波动，这个波动便在缓冲放大器输出端VOUT引脚产生噪声，最终被加到高斯衰减器衰减控制端，其净效果与前面描述的效果一样。

控制：额外的一个应用

到现在为止，这篇文章已经讨论了多种检测器的信号电平测量。然而，指数AGC对数放大器还可以用作幅值控制器。例如，可以用对数放大器的输出电压来控制像可变增益放大器(VGA)或电压可变衰减器(VVA)这样的外部电路元件。在这种情况下，外部电路就成了对数放大器AGC反馈网络的一部分。

将一个与有效信号水平对应的定点电压加到VSET引脚，对数放大器的输出电压会被迫达到一个电压值(在电压范围内)，这个电压值必须能够驱使外部幅值控制元件(本例中为VVA)产生一个可在电流迭加结点平衡平方运算单元电流的输入信号。在VSET引脚加定点电压使链式衰减器的衰减率保持不变，这样外部系统级控制就可以实现平衡AGC回路的功能。

注意，加到VSET的定点电压决定着用于平衡回路的信号电压均方根值，因此它也决定着一个大功率放大器的输出功率。例如，在控制模式下，在输入端产生一个给定信号水平的定点电压。它与在测量模式下出现所有效输入信号电压时对数放大器将产生的电压相等。

标有“可选调理电路”的电路块用于平移和放大对数放大器的输出电压，其变化在VVA所要求的0~3.6V的控制电压范围内。如果VVA的控制电压范围等于或略微小于对数放大器的输出电压范围，那么可以省略这个电路块。

显然，可用于检测RF信号水平的技术已经有了很大的改进，从原始的晶体检测器，已经发展到了解调-指数对数放大器架构以及直接RF均方根-直流转换器。这些进步使RF信号水平的检测具有更高的精确度和更好的稳定性，甚至对于那些已在现代通信系统中大量应用的大波峰因数信号的也是如此。

作者：Rick Cory, Eamon Nash