DS/FH混合扩频接收机解扩及同步技术的FPGA实现

摘要：研究采用编码扩频的DS/FH混合扩频接收机的核心模块——同步及解扩部分的FPGA实现结构。将多种专用芯片的功能集成在一片大规模FPGA芯片上，实现了接收机的高度集成化、小型化。伪码的串并混合捕获算法及跳频同步算法等均采用硬件完成，提高了捕获速度。实验结果证明该方案是正确可行的。 关键词：DS/FH接收机 解扩 同步 FPGA实现 DS/FH混合扩频通信系统中，需要数据不变频器、相关累加器及码发生器等完成下变频、相关解扩等运算。通常采用专用芯片来完成这些功能，导致系统体积增大，不便于小型化。现代的EDA（电子设计自动化）工具已突破了早期仅期进行PCB版图设计或电路功能模拟、纯软件范围的局限，以最终实现可靠的硬件系统为目标，配置了系统自动设计的全部工具，如各种常用的硬件描述语言平台VHDL、Verilog HDL、AHDL等；配置了多种能兼容和混合使用的逻辑描述输入工具，如硬件描述语言文本输入法（其中包括布尔方程描述方式、原理图描述方式、状态图描述方式等）以及原理图输入法、波形输入法等；同时还配置了高性能的逻辑综合、优化和仿真模拟工具。FPGA是在PAL、GAL等逻辑器件的基本上发展起来的。与PAL、GAL等相比较，FPGA的规模大，更适合于时序、组合等逻辑电路应用场合，它可以替代几十甚至上百块通用IC芯片。FPGA具有可编程性和设计方案容易改动等特点，芯片内部硬件连接关系的描述可以存放在下载芯片中，因而在可编程门阵列芯片及外围电路保持不动的情况下，更换下载芯片，就能实现新的功能。FPGA芯片及其开发系统问世不久，就受到世界范围内电子工程设计人员的广泛关注和普遍欢迎。本文主要讨论一种基于编码扩频的DS/FH混合扩频接收机解扩及同步过程的实现结构，采用ALTERA公司的APEX20K200RC240-1器件及其开发平台Quartus II实现混合扩频接收机的核心——解扩及同步模块。 1 混合扩频接收机解扩模块的FPGA设计 解扩模块是混合扩频接收机的核心。该模块实现对接收信号的解扩处理，主要包括数字下变频器、数控制荡器（NCO）、码发生器、相关累加器和伪码移相电路等，通常各模块采用专用芯片。利用FPGA将这些功能集成在一块芯片中，大大缩小了接收机的体积，便于实现系统的小型化和集成化。下面分别介绍该模块各部分的FPGA实现结构。 1.1 数控振荡器（NCO） 数控振荡器是解扩模块中的重要组成部分，主要用于为码发生器提供精确的时钟信号，从而实现对接收信号的捕获和跟踪。码发生器由相位累加器和查找表构成。若使用字长为40位宽的累加器，对于某一频率控制字A，输出频率fout与输入频率控制字A的关系为： fout=fclkA/2 40 其中，fclk为系统时钟。只要改变控制字A的大小，就可以控制输出频率fout。Fout变化的最小步长Δf由累加器的数据宽度决定。若数据宽度取40位，则： Δf=fclk/2 40 利用上述原理，可以通过精确分频得到所需频率。原理图如图1所示。 图1中频率控制字A由DSP写入。考虑到FPGA内部存储资源限制，取40位相位累加值result[39..0]的高八位作为查找表LUT（look～up table）的输入，查找表由ROM构成，存储各相位所对应采样值。当查找表输入端为某一相位phase时，则输出对应采样值。若输出数据宽度为6位，输出信号格式为余弦信号，则LUT输出为： out[5..0]=31%26;#215;cos(360%26;#215;(phase+0.5)/256)%26;#176;+32 若取ROM的并行6位out[5..0]作为输出，则输出信号为每周期采样256点的数字化余弦信号；如果取最高位out[5]作为输出，则输出为系统时钟的分频信号。 1.2 数字下变频器 数字下变频器将A/D采样得到的中频信号进行下变频处理，去除中断，得到基带信号。利用本地NCO产生与输入中频信号的频率相同的正弦和余弦信号，并与输入信号进行复乘法运算，然后对运算结果做低通滤波，即可完成对中频信号的下变频操作。正交采样模式下，两路A/D转换器提供正交输入IIN及QIN，数字下变频器的复乘法器输出IOUT、QOUT为： Iout=IINcos(ωt)-Qinsin(ωt) Qout=IINsin(ωt)+Qincos(ωt) 本振信号、复乘法器、低通滤波器均采用数字化设计。数字下变频器采用ALTERA公司的APEX20K200RC240-1器件。该器件典型门数为20万，有丰富的逻辑单元和RAM单元，开发平台Quartus II自带的宏模块，lpm_mult（乘法器宏模块）、lpm_rom（ROM宏模块）、lpm_add_sub（加法器宏模块）等，给设计带来了极大的方便。数字下变频器原理图如图2所示。 图2中的数字表示相应模块的数据宽度。滤波模块是1个二阶的低通滤波器，滤除混频后的高频分量。在一些专用的数字下变频器件中STEL-2130中，滤波器的阶数是可编程的，可以根据需要设置不同的阶数，从而得到不同的滤波效果。考虑到FPGA的资源问题，设置滤波器的阶数为固定的二阶。滤波器输入x[n]与输出y[n]关系为： y[n]=x[n]+x[n-1] y[n-1]=x[n-2]+x[n-3] 该低通滤波器将相邻的两个输入数据相加后作为输出，即每两个输入数据对应一个输出数据，输入数据时钟节拍为输出数据时钟节拍的2倍。 经过低能滤波后的数据经过滑动窗处理，滑动窗对输入数据进行选择输出，用来动态调整相关峰的大小。在捕获过程中观察相关峰值时，通过调整滑动窗口，可以获得不同幅度的相关峰值。选择控制端口DSP写控制字来决定，结构如图3所示。滑动窗控制逻辑关系为： CASE sel[] IS WHEN 0=> dataout[]=datain[7..0]; WHEN 1=> dataout[]=datain[8..1]; WHEN..2=> dataout[]=datain[9..2]; WHEN 3=> dataout[]=datain[10..3]; WHEN 4=> dataout[]=datain[11..4]; WHEN 5=> dataout[]=datain[12..5]; WHEN OTHERS => dataout[]=datain[12..5]; 符号扩展是为了与后面的相关累加器数据宽度保持一致，符号位扩展时需与输入数据最高位的符号保持一致。 1.3 相关累加器 相关累加器完成本地伪码与接收信号的相关累加运算，运算得到的结果送入DSP完成伪码的捕获和跟踪。取伪码长度为256位，采用半码片滑动，则一个码周期完成512次累加运算。如采用串行滑动相关捕获方式，则遍历所有的码相位所需要的时间为512个码周期，即捕获所需要的最长时间512个PN码周期。由于可编程逻辑器件的发展，使得有足够的硬件资源来完成并行运算。此处采用串/并混合的捕获方式，采用8路相关累加器，每一路分为超前、当前、滞后3组，每组相差半个码片的相位，每一路相差64个半码片的相位。这样，只需滑动64个半码片相位就可以遍历所有的伪码相位，完成捕获所需时间缩短为原来的八分之一。数据解调由另外4组相关累加器完成。由于发射端同步伪码与数据伪码相位严格对齐，所以在接收模块中，完成同步伪码捕获跟踪后，直接将所获得的相位信息用于数据解调相关器，即可正确解调数据。 同步伪码的跟踪采用超前一滞后延迟锁相环路（DPLL），每一路相关器包括3组累加器。捕获跟踪及数据解调共使用28组相关累加器，每一组相关累加器结构都是完全一样的，均分为I、Q两路，分别进行累加运算，完成512次累加运算后由DSP读取数据。I、Q两路结构完全相同，其中一路的原理图如图4所示。 相关累加器由18位加减法器、锁存器1和锁存器2组成，data[7..0]为下变频后的输入数据，PN CODE来自码发生器。作为控制端，低电平完成加运算，高电平完成减运算，DP上升沿进行数据锁存，下降沿完成一次累加运算。当累加运算完成后，由CLR信号清零并将结果存入锁存器2，CLKR下降沿有效。锁存器1输出OV信号作为溢出标志位，锁存器2输出累加结果out[16..0]。输入与输出端的最高位为符号位。 1.4 本地码发生器及码移相电路 本地码发生器用于产生本地PN码，从而与接收信号进行相关运算。由于发送端采用编码扩频调制方式，接收信号中既有同步PN码，还有数据PN码，与接收信号相对应，本地也应该产生相应的PN码，用于同步及解调数据。 本地PN码发生器全部采用FPGA实现，并且设置了可编程寄存器和外部接口，DSP通过接口可预置PN码长度。1024进制计数器电路用于产生ROM的输入地址，ROM由FPGA内部RAM资源来实现，采用ALTERA公司APEX20K200器件。该器件内部可编程RAM容量为106496位，完成可以满足设计需求。本地PN码采用半码片滑动方式，ROM内部PN码也以半码片方式存储。如码长为256，采用半码片存储方式后，每一组PN码需存储512位数据，相应的ROM有9位地址线驱动输出。驱动时钟为PN码时钟的2倍。在实际设计时，PN码发生器内存放了8组PN码，但只用了五组，一组用于同步，另外四组用于解调数据。ROM输入地址由1024进制计数器产生，实际上只需用512进制计数器即可得到ROM输入地址。考虑到可扩展性，这里采用了计数容量最大为1024的可变计数器。由DSP通过DSP-FPGA接口改写寄存器值，可以很方便地调整PN码的输出相位。 伪码移位电路的主要作用是将码发生器产生的PN码进行移位操作，从而得到伪码的不同相位。捕获和跟踪过程共使用了8路24组相关累加器，每一路分为超前、当前、滞后3组，这3组累加器输入端PN码相差半个码片的相位，8路相关累加器中每相邻两路相差64个半码片。码发生器输出5组PN码序列（第0组～第4组），分别对应同步伪码及4组数据伪码。5组伪码均经过512级移位寄存器，经0组PN码作同步码，取其0、1、2相位作为第一路的超前、当前、滞后3组相关累加器的输入；64、65、66相位作为第二路的超前、当前、滞后3组相关累加器的输入，其余各路依此类推。当完成捕获后，需要将捕获所得的同步PN相关切换到数据解调相关累加器中。例如，假设在第二组相关累加器的当前相位就应该与第二组相关累加器当前通道的PN码相位保持一致。数据伪码相位切换的实现是由DSP记忆捕获通道的相位，然后控制多路选择开关选择该相位。 2 同步模块的FPGA实现 同步模块由位同步及帧同步电路构成，主要实现对信息数据的检测和提取，并识别一帧信息数据的帧头位置，实现跳频图案的同步。跳频图案的同步采用等待搜索同步法，开始时接收端频率合成器停留在某一单频点ft"，等待发射机的频率fi，当发射机的频率跳变为fi时，接收端本地的频率fi"与发送的频率fi混频后，输出中频fIF。DSP完成解扩解调运算后，得到的串行数据流送入位同步和帧同步电路，从数据流中提取出特征字，就可以获得一帧完整的数据，从而确定帧头位置，即频率转换时刻，由于控制接收端频率合成器与发送端频率合成器同步跳变，实现跳频图案的同步。由于采用编码扩频调制方式，发送端每两位信息比特有一个PN码周期被编码为4种PN码中的一种。所以接收端在每一个PN码周期，对4组数据相关累加器的累加结果进行最大值比较，然后译码成相应的信息数据。信息数据送到同步电路，进行马克码匹配相关，提取有效的信息位，并控制跳频时序完成跳频同步。同步模块原理如图5所示。 在每一个PN码周期，4组数据解调相关累加器解调出2bit信息数据。2bit信息数据以9.6kHz的速率送到同步电路。同步电路首先将信息数据进行并串转换，由9.6kHz、2bit的数据流变换为19.2kHz、1bit的数据帧，变换后的数据流再经过串并变换，得到19.2kHz、32bit的并行数据流。根据信号格式，每一帧数据为32bit，相应的13位巴克码在一帧数据中的位置固定不变，所以提取每帧数据中相应位置上的13位数据比特与本地巴克码进行相关匹配运算，结果与门限值比较，如果符合门限设置，即有中断输出，通知外部设备读取相应数据。 3 实验结果 系统技术指标为：信息数据速率4.8kbps，比特率19.2kbps。跳频速率600hop/s,20个跳频点，跳频带宽68MHz，每跳32bit扩频码周期为256，码速率为4.9152MHz。用TEKTRONIX 2221A数字存储示波器观测实验结果。图6～9为FPGA各测试点的测试结果。 图6中第一组波形是256码长本地接收同步伪码流，第二组为跳频帧同步信号，该信号对应的伪码相位即为解扩、跳频同步同时的相位。图7第一组波形为接收数据流，第二组波形为发射数据流，发射数据帧格式为00000000011111001101010000000000，帧同步码为13位巴克码1111100110101，8位信息数据为00000000。由图7可以看出接收端数据与发射端相同，但滞后于发射端，这是由于传输时延造成的。图8第一组波形为接收串行数据，第二组为跳频帧同步信号，该信号下降沿对应于一帧数据的起始，控制频率合成器进行频率转换。图9第一组波形为发射跳频帧信号，第二组为接收帧同步信号，接受帧信号上升沿与发射跳频帧信号的下降沿对齐，信号宽度大于发射端信号。这是因为控制频率合成器进行频率转换的updata信号需要 定宽度。 解扩及同步是DS/FH混合扩频接收机正确数据解调的关键，采用FPGA设计实现了多片专用芯片的功能，大大缩小了接收机体积，便于系统实现小型化、集成化。捕获及跳频同步等算法采用硬件实现，加快了捕获跟踪速度。FPGA的可编程性使电路的设计更具灵活性，并使系统具有“软”接收机的特点。实验结果表明FPGA系统设计是正确可行的。