1 引言
将220V电网电压经二极管整流、电容滤波提供直流电压是传统应用中最为广泛的变流方案。但是，输入产生的脉动电流会危害电网，使输入端功率因数下降，造成电网供电质量的下降和谐波损耗的增加。因此功率变换器的功率因数校正及控制问题已越来越引起人们的重视[1]。
功率因数校正有多种方式，较为理想的方法是在电源内部采用功率因数校正措施，将电源装置的网侧电流正弦化。有源功率因数校正（APFC）技术可将电源等效为纯电阻，极大地提高功率因数，减小高次谐波。在各种功率因数校正中，单相boost电路具有效率高、电路简单、成本低等优点得到了广泛应用[2]。文献[3—5]提出了带软开关的功率因数校正变换器，这些变换器具有如下局限性：（1）开关管承受高的电压、电流应力；（2）元器件多，成本高；（3）控制电路复杂。为了解决这些问题，本文提出了一种新型boost功率因数预调节器，电路工作在恒频下，并且实现了二极管及有源开关的软开关。下面详细介绍新型boost变换器的工作原理以及新型boost功率因数预调节器的实验结果。
2 新型boost变换器的工作原理以及参数L的选择
2.1 工作原理
新型boost变换器如图1所示，其中C1是有源开关Q1的寄生电容。
图1 新型boost变换器
在进行讨论之前，作如下几点假设：
·输入滤波电感足够大，故在一个开关周期中，电压源Vi及输入滤波电感Lf可用一恒值电流源代替Ii代替。
·输出滤波电容足够大，故在一个开关周期中，Cf 、Rl可用一恒值电压源V0代替。
该变换器在不同开关状态下的等效电路如图2所示，理论波形如图3所示。
图2 不同开关状态的等效电路
图3 主要开关量的理论波形
各开关状态的工作情况描述如下：
1 模态1[T0—T1] [对应于图2(a)]
在T0时刻前，二极管D1导通，电感L中流过的电流为Ii，在T0时刻，Q1导通，iL线性下降，Q1中的电流线性上升，iL及iQ1分别为：
在T1时刻，iQ1(T1)=Ii, iL(T1)=0,D1自然关断，模态1结束，该模态持续的时间为T01=Ii·L/V0 。
2 模态2[T1—T2] [对应于图2(b)]
在此模态中，Ii全部流过开关Q1，滤波电容Cf给负载供电，其规律与硬开关电路完全相同。该模态持续的时间由电路的占空比决定。
3 模态3[T2—T3] [对应于图2(c)]
在T3时刻，Q1关断，此时输入电流Ii给C1充电，C1电压从0开始线性上升。VC1(t)=Ii ·(t-T2)/C1，在T3时刻，C1的电压上升到V0，此时D1、D2自然导通，因此，Q1近似零电压关断，关断损耗大大减小。该模态持续的时间为T23= V0·C1/Ii 。
4 模态4[T3—T4] [对应于图2(d)]
在T3时刻,输入电流Ii流过D1和D2，此时，L中的电流从零开始以指数上升。，（其中，T=L/R，R为二极管正向导通电阻和外加电阻之和）当T34=5T时，i≈I。因此，在T4时刻，D2自然关断，这一模态结束。
5． 模态5[T4—T5] [对应于图2(e)]
在此模态中，输入电流Ii通过D1和电感L给滤波电容Cf和负载供电。其规律与硬开关电路完全相同。该模态持续的时间为T45=Ts-(T01+T12+T23+T34)。
在T5时刻，Q1导通，开始下一个开关周期。
[page]2.2 参数L的选择
由上述原理分析知，或。因此，L不能太大，也不能太小。若L太大，T01太长，Lf不能充分的充电，输出电压不稳定。当L=10UH，输出电压在很长时间内都达不到稳定。在实际仿真过程中证明了这点。若L太小，T01很小，Q1的电流变化率很大，开通损耗就会增大，另外T34很小，D2的电流变化率很大，会产生很大的电磁干扰。根据多次仿真的结果，L取1UH比较合适。
仿真参数：Vin=100V； V0=160V； I0=2A ； Lf=220UH； Cf=220UF L=1UH；fs=100KHZ
仿真波形如图4所示，从图中可以看出，仿真波形与变换器在直流稳态下分析的结果基本相符合。电感L中的电流下降到零之后产生一个小的尖峰电流，经二极管D2衰减到零，这与实际情况相符合。
图4 新型boost变换器的仿真波形
3 新型boost变换器在功率因数校正中的应用
新型boost功率因数预调节器如图5所示，这种结构相当于一个输入电压随时间变化的DC-DC变换器。由于开关频率远远大于电网频率，因此每一个开关周期可按DC-DC变换器进行分析。
控制电路采用UC3854，它采用平均电流控制方式，具有软启动特性且有较高的基准电压（7.5V）和振荡器输出幅值（5V），因而可提高器件的噪声容限，特别适用于功率较大的场合[6]。应用UC3854可以简化电感电流采样电路，简化了系统的设计。
图5 新型boost功率因数预调节器
4 实验结果
实验的目的是验证新型boost变换器能应用于功率因数校正并且可以减少谐波。因此，实验参数与上述仿真参数一样： Vin=80～160V； V0=160V； I0=2A Lf=220UH； Cf=220UF； fs=100KHZ； MOSFET：IRF840；Diodes：MUR850
采用UC3854控制芯片的新型boost功率因数预调节器的输入电压和电流波形如图6所示。由图可知波形质量比较理想。电路在进行AC-DC功率变换的同时实现了功率因数校正，并减小了输入电流谐波，电路中的开关管也实现了软开关。
图6 输入电压和电流波形
[page]5 结论
理想的开关条件是零电压、零电流开通和关断。开关损耗通常由三部分组成：(1) 容性开通损耗；(2) 电流和电压在开通期间叠加的损耗；(3) 关断损耗。容性开通损耗在零电流开通情况下总是存在的，然而，消除主开关管的容性开通损耗必须增加辅助开关管为主开关管创造零电压开通条件。但是，辅助开关管同样存在容性开通损耗，辅助开关管以及它的门极驱动电路并没有改善变换器的开关条件，反而增加了电路的复杂性。本文用最少的元器件消除了第二部分损耗，对寄生电容充电使关断损耗也大大减小。
新型boost变换器应用在功率因数校正中具有下列优点：
1】低的电压、电流应力；
2】控制电路简单、容易实现、调试方便；
3】元器件少，成本低；
4】实现恒频工作；
5】实现了主开关管的零电流开通、近似零电压关断和二极管的软开关
电路的局限性：主开关管存在关断损耗和容性开通损耗，电路没有隔离。
参考文献
[1] 钱照明，何湘宁．电力电子技术及其应用的最新发展 [J] ．中国电机工程学报，1997，17（6）：361－366．
[2] 史立生，赵振东，陈丽敏．升压式ZVT-PWM软开关变换技术研究[J]．华北电力大学学报，1998，25（3）：93－97．
[3] Hui,S.Y.R.,Cheng, K.W.E.，Prakash,S.R.N.,“A class of fully soft-switching Power Factor correction circuits,” IEEE Power Electron, 1995 1165-1169.
[4] Hui,S.Y.R.,Cheng, K.W.E.,“Zero switching low output voltage power factor correction circuits,” IEEE Power Electron, 1995 920-924.
[5] Barbi, Ivo, Oliveira de silva, S.A., “Sinusoidal line current rectification at unity power factor with boost quasi-resonant converters,” IEEE Power Electron, 1990 553-562.
[6] A.F.Souza, I.Barbi.A.,“A new ZVS-PWM unity power factor rectifier with reduced conduction losses,” IEEE Trans.Power Electron, 1995 746-748
关键字：功率因数预调节器 软开关 单相
编辑：冰封 引用地址：一种新型boost功率因数预调节器的研究
将220V电网电压经二极管整流、电容滤波提供直流电压是传统应用中最为广泛的变流方案。但是，输入产生的脉动电流会危害电网，使输入端功率因数下降，造成电网供电质量的下降和谐波损耗的增加。因此功率变换器的功率因数校正及控制问题已越来越引起人们的重视[1]。
功率因数校正有多种方式，较为理想的方法是在电源内部采用功率因数校正措施，将电源装置的网侧电流正弦化。有源功率因数校正（APFC）技术可将电源等效为纯电阻，极大地提高功率因数，减小高次谐波。在各种功率因数校正中，单相boost电路具有效率高、电路简单、成本低等优点得到了广泛应用[2]。文献[3—5]提出了带软开关的功率因数校正变换器，这些变换器具有如下局限性：（1）开关管承受高的电压、电流应力；（2）元器件多，成本高；（3）控制电路复杂。为了解决这些问题，本文提出了一种新型boost功率因数预调节器，电路工作在恒频下，并且实现了二极管及有源开关的软开关。下面详细介绍新型boost变换器的工作原理以及新型boost功率因数预调节器的实验结果。
2 新型boost变换器的工作原理以及参数L的选择
2.1 工作原理
新型boost变换器如图1所示，其中C1是有源开关Q1的寄生电容。
在进行讨论之前，作如下几点假设：
·输入滤波电感足够大，故在一个开关周期中，电压源Vi及输入滤波电感Lf可用一恒值电流源代替Ii代替。
·输出滤波电容足够大，故在一个开关周期中，Cf 、Rl可用一恒值电压源V0代替。
该变换器在不同开关状态下的等效电路如图2所示，理论波形如图3所示。
[page]
各开关状态的工作情况描述如下：
1 模态1[T0—T1] [对应于图2(a)]
在T0时刻前，二极管D1导通，电感L中流过的电流为Ii，在T0时刻，Q1导通，iL线性下降，Q1中的电流线性上升，iL及iQ1分别为：
在T1时刻，iQ1(T1)=Ii, iL(T1)=0,D1自然关断，模态1结束，该模态持续的时间为T01=Ii·L/V0 。
2 模态2[T1—T2] [对应于图2(b)]
在此模态中，Ii全部流过开关Q1，滤波电容Cf给负载供电，其规律与硬开关电路完全相同。该模态持续的时间由电路的占空比决定。
3 模态3[T2—T3] [对应于图2(c)]
在T3时刻，Q1关断，此时输入电流Ii给C1充电，C1电压从0开始线性上升。VC1(t)=Ii ·(t-T2)/C1，在T3时刻，C1的电压上升到V0，此时D1、D2自然导通，因此，Q1近似零电压关断，关断损耗大大减小。该模态持续的时间为T23= V0·C1/Ii 。
4 模态4[T3—T4] [对应于图2(d)]
在T3时刻,输入电流Ii流过D1和D2，此时，L中的电流从零开始以指数上升。，（其中，T=L/R，R为二极管正向导通电阻和外加电阻之和）当T34=5T时，i≈I。因此，在T4时刻，D2自然关断，这一模态结束。
5． 模态5[T4—T5] [对应于图2(e)]
在此模态中，输入电流Ii通过D1和电感L给滤波电容Cf和负载供电。其规律与硬开关电路完全相同。该模态持续的时间为T45=Ts-(T01+T12+T23+T34)。
在T5时刻，Q1导通，开始下一个开关周期。
[page]2.2 参数L的选择
由上述原理分析知，或。因此，L不能太大，也不能太小。若L太大，T01太长，Lf不能充分的充电，输出电压不稳定。当L=10UH，输出电压在很长时间内都达不到稳定。在实际仿真过程中证明了这点。若L太小，T01很小，Q1的电流变化率很大，开通损耗就会增大，另外T34很小，D2的电流变化率很大，会产生很大的电磁干扰。根据多次仿真的结果，L取1UH比较合适。
仿真参数：Vin=100V； V0=160V； I0=2A ； Lf=220UH； Cf=220UF L=1UH；fs=100KHZ
仿真波形如图4所示，从图中可以看出，仿真波形与变换器在直流稳态下分析的结果基本相符合。电感L中的电流下降到零之后产生一个小的尖峰电流，经二极管D2衰减到零，这与实际情况相符合。
3 新型boost变换器在功率因数校正中的应用
新型boost功率因数预调节器如图5所示，这种结构相当于一个输入电压随时间变化的DC-DC变换器。由于开关频率远远大于电网频率，因此每一个开关周期可按DC-DC变换器进行分析。
控制电路采用UC3854，它采用平均电流控制方式，具有软启动特性且有较高的基准电压（7.5V）和振荡器输出幅值（5V），因而可提高器件的噪声容限，特别适用于功率较大的场合[6]。应用UC3854可以简化电感电流采样电路，简化了系统的设计。
4 实验结果
实验的目的是验证新型boost变换器能应用于功率因数校正并且可以减少谐波。因此，实验参数与上述仿真参数一样： Vin=80～160V； V0=160V； I0=2A Lf=220UH； Cf=220UF； fs=100KHZ； MOSFET：IRF840；Diodes：MUR850
采用UC3854控制芯片的新型boost功率因数预调节器的输入电压和电流波形如图6所示。由图可知波形质量比较理想。电路在进行AC-DC功率变换的同时实现了功率因数校正，并减小了输入电流谐波，电路中的开关管也实现了软开关。
[page]5 结论
理想的开关条件是零电压、零电流开通和关断。开关损耗通常由三部分组成：(1) 容性开通损耗；(2) 电流和电压在开通期间叠加的损耗；(3) 关断损耗。容性开通损耗在零电流开通情况下总是存在的，然而，消除主开关管的容性开通损耗必须增加辅助开关管为主开关管创造零电压开通条件。但是，辅助开关管同样存在容性开通损耗，辅助开关管以及它的门极驱动电路并没有改善变换器的开关条件，反而增加了电路的复杂性。本文用最少的元器件消除了第二部分损耗，对寄生电容充电使关断损耗也大大减小。
新型boost变换器应用在功率因数校正中具有下列优点：
1】低的电压、电流应力；
2】控制电路简单、容易实现、调试方便；
3】元器件少，成本低；
4】实现恒频工作；
5】实现了主开关管的零电流开通、近似零电压关断和二极管的软开关
电路的局限性：主开关管存在关断损耗和容性开通损耗，电路没有隔离。
参考文献
[1] 钱照明，何湘宁．电力电子技术及其应用的最新发展 [J] ．中国电机工程学报，1997，17（6）：361－366．
[2] 史立生，赵振东，陈丽敏．升压式ZVT-PWM软开关变换技术研究[J]．华北电力大学学报，1998，25（3）：93－97．
[3] Hui,S.Y.R.,Cheng, K.W.E.，Prakash,S.R.N.,“A class of fully soft-switching Power Factor correction circuits,” IEEE Power Electron, 1995 1165-1169.
[4] Hui,S.Y.R.,Cheng, K.W.E.,“Zero switching low output voltage power factor correction circuits,” IEEE Power Electron, 1995 920-924.
[5] Barbi, Ivo, Oliveira de silva, S.A., “Sinusoidal line current rectification at unity power factor with boost quasi-resonant converters,” IEEE Power Electron, 1990 553-562.
[6] A.F.Souza, I.Barbi.A.,“A new ZVS-PWM unity power factor rectifier with reduced conduction losses,” IEEE Trans.Power Electron, 1995 746-748
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