用多相DC-DC转换器驱动高性能ASIC和微处理器

        多相DC-DC转换器引出

　　当今的高性能ASIC和微处理器己广泛应用工控、通信航天等各个领域。但由于它的功率消耗较高，有时高达150W甚至超过，对于1V至1.5V的电源电压，这些器件所需的电流很容易超出100A。从而引起设备体积与重量大以及应用上一系列麻烦。为此，如何解决这些器件供电方案，是设计人员面临的新问题。

　　而采用多相DC-DC转换器供电不乏为是一种新型高效供电技术，为什么呢？这是因为可以应用可裁减电源控制器芯片，来设计出多相DC-DC转换器，而控制器芯片上基于PLL(锁相环电路)的时钟发生器使多个器件(高性能ASIC和微处理器)能够同步工作，其裁减架构又可允许几个控制器并联且同步工作。据此就对多相DC-DC转换器设计方案(拓扑、输入纹波电流、输出纹波电压、MOSFET、电感的选择、散热等设计)及设计实例作一介绍。

　　多相拓扑优势

　　通常比较熟悉的单相降压调节器(转换器)其功率虽然并没有严格的限制，但是当负载电流上升至20A至30A以上时，则单相buck调节器就显得力不从心了，而多相转换器将具备明显的优势。这些优势包括：输入纹波电流很低，输入电容数量较少；由于输出纹波频率的等效倍增，使输出纹波电压也降低了；由于损耗分布在更多元件中，元件的温度也有所降低；并且外部元件的高度也降低了。

　　而多相转换器实质上是多路降压调节器并联工作，即它们的开关动作保持同步，它们之间的相位差为360／n度，其中n等于相数。虽然buck调节器的并联使输出调节变得稍微复杂了一点，但这个问题很容易利用电流模式的控制器得到解决，因为这种控制器除了能调节输出电压外还能调节每个电感中的电流。

　　输入纹波电流

　　在选择输入电容时，面临的关键问题是输入纹波电流的处理。多相拓扑的采用使输入纹波电流大幅度降低了，使每相的输入电容只需处理更加低幅度的输人电流脉冲。另外，相位偏离也增加了电流波形的等效占空比，因而产生更低的RMS(均方根)纹波电流。表1列出的纹波电流值说明了纹波电流的降低(从单相的31.6A到8相的11.2A)和输入电容的节省情况(从单相的11只到8相的4只)。

　　高K电介质的陶瓷电容不但具有很高纹波电流处理的能力并可使PCB(印制电路扳)面积很小。如，1812型外形的陶瓷电容每个的额定纹波电流高达2A至3A。对于要求成本较低的设计，则电解电容是很好的选择。

　　降低输出纹波电压

　　对ASIC和微处理器内核电源供电，通常要求电压精度应大幅度的负载电流阶跃要求输出电容具有极低的ESR(等效串联电阻)以减小瞬态电压，同时还要求输出电容具有足够大的容量，以便负载向下跳变时吸收存储在主电感中的能量。有机聚合物电容比钽电容有更低的ESR，而聚合物电容具有最低的ESR和很高的容量，陶瓷电容具有出色的高频特性，但每个器件(ASIC和微处理器)的容量只是钽或聚合物电容的二分之一到四分之一。

　　低侧MOSFET应并联使用

　　一个12V到1.2V的转换器要求低侧MOSFET在90%的时间内导通；在此情况下导通损耗远高于开关损耗，由于这个原因，常常将二或三只MOSFET并联使用。多个MOSFET并联工作有效降低了漏源极导通电阻RDS(ON)，因而降低了导通损耗。当MOSFET被关闭时，电感电流继续通过MOSFET的体二极管流通。在此条件下，MOSFET的漏极电压基本上为零，大幅度降低了开关损耗。表1给出了几种多相配置的损耗情况(从单相的6W到8相的1W)。注意低侧MOSFET的总损耗随着相数的增多而降低了(从单相的18W到8相的8W)，因而降低了MOSFET的温升。

　　高侧MOSFET选择

　　占空比为10%时，高侧MOSFET的开关损耗远大于导通损耗。因为高侧MOSFET只在很少的时间内导通，所以导通损耗不太明显。这样，降低开关损耗比降低导通电阻更为重要。在开关过程中(tON和tOFF)需要承受一定的电压和传输电流，这个电压与电流的乘积决定了MOSFET的峰值功率损耗；因此开关时间越短功率损耗越小。在选择高侧MOSFET时，应选择具有较低栅极电荷和较低栅漏电容的器件，这两项指标比低导通电阻更为重要。从表1可以看出，MOSFET的总损耗随着相数的增多而降低(从单相的4.4W到8相的1.76W)。

　　电感的选择

　　电感值决定了纹波电流的峰—峰值。纹波电流通常用最大直流输出电流的百分比表示。对于大多数应用，可以选择纹波电流为最大直流输出的20%到40%。ASIC和微处理器的内核电压较低时，电感电流的衰减速度不如上升速度快。当负载降低时，输出电容会被充入过量电荷，造成过压现象。如果选用数值较小的电感容转移的电感储能较少，引起的浪涌电压较低。

　　散热设计

　　在一个提供100LFM至200LFM的强制对流冷却系统中，单相设计需要采用相当大的散热器来获得0.6℃／W的热阻。而在四相设计中热阻可以增大到2℃／w。这个热阻无须散热器和100LFM至200LFM的气流就容易实现。

　　设计实例

　　用芯片MAX5038控制器配置成的一个四相DC—DC转换器。MAX5038主控制器的远端电压检测器引脚(VSP与VSN)用于检测输出电压，其输出信号(DIFF)同时作为主／从控制器EAN端的输入以实现主／从控制器并联工作。MAX5038主控制器输出(CLKOUT)还为另一个MAX5038从控制器提供一个时钟输入(CLKIN)。将PHASE引脚浮空，使从控制器的内部时钟与CLKIN信号产生90°相移。通过设置合适的增益，误差放大器(V ERROR AM)P还可实现有源电压定位功能。若采用精密电阻设置增益则可以确保精确的负载均衡的精度。误差放大器的输出(EAOUT)决定了各相的负载电流。每个电流环可通过CLPl和CLP2引脚进行补偿，经过适当补偿，可以在大多数输入和负载情况下提供非常稳定的输出。

　　VAP为电压信号“+”，VAN为电压信号“-”，PLL RAMP GEN为锁相电路斜波时钟发生器，DIFF为差分信号，ISENSE为电流检测器，IERROR AMP为电流误差放大器，VERROR AMP为电压误差放大器，COUT输出电容 VOUT输出电压。

　　主控制器执行电压遥测(检测)功能和时钟产生功能，从控制器扩展输出电流并与主控制器同步工作。

　　结论

　　用芯片MAX5038控制器设计的多相同步DC—DC转换器能够有效地驱动工作在IV至1.5V、消耗电流100A甚至更高的ASIC或处理器。它们解决了供电系统上的很多基本问题，包括电容器纹波电流，MOSFET功耗，瞬态响应，以及输出电压纹波等等，应该说此方案是一种新型高效技术。