功率因数校正标准优化解决方案

人们都倾向于按照基本的60Hz或50Hz频率考虑电力线上的能量——这也是电站的涡轮和发电机产生电压的方式。当然，如果有无功负载，电流就会滞后于电压。这就是“功率因数”，对吗?但难道它仍然是关于50Hz或60Hz时的“实际”和无功元件吗?也对也错。遗憾的是，这种概念化过程有些太过简单了。

　　在电力配送系统中，对功率因数校正(PFC)的理解通常是在电力配送系统中的某些点增加(一般来说)电容性电抗以抵消电感性负载效应。我们可以说是“无功”负载，但电源工程师在解决功率因数问题时通常最关心的是电机负载。校正时可以采取电容阵列或“同步调相器”(一种无负载同步电机)的形式。

　　更广泛地说，在使用AC-DC电源转换的任何电力线供电设备中都需要PFC。这些设备种类繁多，小到便携式设备的电池充电器，大到大屏幕电视机。总之，它们的输入整流器是主电流谐波失真的最大来源。

　　那么这些谐波失真来自哪里呢?一个常见的误解是开关稳压器导致了谐波功率因数分量。事实上，谐波分量是在典型的全桥整流器和滤波电容器中产生的，电力线本身的阻抗则起着推波助澜的作用。

　　在稳定状态下，当输入电压超过滤波电容器上的电压时，电源将从电力线吸取电流。这时产生的电流波形将包含电力线频率(图1)的所有奇次谐波。

　　

　　一旦电压越过这个点，电流就只受电力线源阻抗、前向偏置的二极管电阻以及平滑直流电压的电容电抗的限制。由于电力线呈现非零源阻抗，因此大电流峰值将导致电压正弦波峰上产生某些削波失真。

　　谐波被认为是功率因数的组成部分，因为它们与电力线频率关系密切。作为傅里叶分量，谐波累积起来代表基频的异相电流。事实上，功率因数的一种广义定义是：

　　

　　其中THD是总谐波失真。

　　功率因数的问题

　　不管是什么原因，实际功率因数小于1的问题出在哪里呢?部分原因是经济上的，另外一部分原因则与安全有关。不管相位关系如何，所有这些叠加的谐波电流会产生可测量的I2R损耗，因为这些电流是从发电厂经过数英里传输和配送线最后到达家庭或工作场所的过程中吸取的。

　　过去，电力公司承受了这笔损耗费用。至少对家庭消费者来说，电力公司提供的是伏安数，消费者支付的是瓦特数，而无功伏安(VAR)是一种净损耗。事实上，老的机械式电表甚至不会记录这些电流。在任何情况下，针对家庭消费者的价格表上不允许存在“实际”功率以外的任何收费。

　　这种情况可能继续长期存在，因为“修正”价格表对国家立法者来说几乎是不可能的。这是经济方面的问题。在安全性方面，谐波(特别是三次谐波)可以导致三相失衡，伴随电流在“Y”型地线上流动。而Y型地线通常无法承载巨大的电流。

　　PFC谐波除了在机器和变压器线圈上产生过流外，还会在电容和电缆上产生损耗和电介应力。欲了解更详细的分析，请参考Basu,et al发表的“PFC Strategies in light of EN 61000-3-2”。

　　调整功率因数

　　有趣的是，主电源从一开始就很容易受到干扰。第一个用于控制电网干扰的规章制度是1899年制订的英国照明条款法案(BLCA)，其目的是防止不受控的弧光灯造成白炽灯闪烁。

　　在1978年和1982年，业界发布了国际标准IEC 555-2“交流主电源中的谐波注入”和IEC 555-3“由家用设备和类似电气设备引起的电源系统干扰——第三部分：电压波动”(后来这些标准被更新为IEC1000标准)。

　　和这些标准一样，电流标准出自欧洲，但几乎全球通用。在日本、澳大利亚和中国都发布过有关电力线谐波的政府规章。

　　在欧盟，标准IEC/EN61000-3-2“电磁兼容(EMC)第3-2部分-限制-谐波电流输出限制(设备输入电流≤每相16A)”为最大电源指标为75W至600W的设备规定了最高39次谐波的电流极限。它的“D类”要求(最严格的)适用于个人计算机、计算机监视器和电视接收机。(A类、B类和C类要求涵盖设备、电源工具和照明)。

　　上述标准真正要表达的是什么内容呢?在IEC 61000-3-2标准下，D类谐波电流的限制用消耗的每瓦毫安数表示(表1)。

　　

　　全球性调整

　　不方便的是，IEC61000-3-2是面向欧洲的标准，它基于的是墙上插座处的230V单相和230/400V三相电源。因此，对于北美的120/240V主电压来说必须调整电流限制。

　　虽然IEC61000-3-2为在欧盟销售的电源规定了强制性标准，但北美地区也有自发性的标准。美国能源部的能源之星计算机规范就包含了针对台式电脑的“80 Plus”电源要求。(后来修改的80 Plus是一个美国/加拿大电力公司资助的折扣计划，用于补贴在低中范围和峰值输出时达到铭牌上额定功率的80%或更高效率的计算机电源额外付出的成本，这时可以达到至少0.9的功率因数。在参与计划的公用电力公司服务的领域中，电力公司为出售的每台台式电脑或服务器分别支付5美元或10美元)。

　　在2008年，80 Plus计划经过扩展开始认可更高效率的电源，最初使用奥林匹克奖章的颜色：铜、银和金来表示，后来还增加了铂(表2)。新的子类有助于扩大计划品牌效应，并有可能向领先的参与制造商提供更大的消费折扣。

　　

　　在表2中，“冗余”指服务器系统制造商工作在230V交流电源下并使用多个电源向负载供电时的实际做法。一些系统可能拥有多达6个电源，因此如果某个电源发生故障，其它电源可以吸收故障电源分担的负载。

　　低于20%负载

　　对80 Plus的抱怨之一是它没有针对极低负载水平规定效率目标。这似乎是一件不值得做的事，但当有大量计算机工作时(如服务器群)时就不是这么回事了，因为其中的许多计算机在某一特定时刻可能处于待机或睡眠模式。具有讽刺意味的是，处理器的节能模式与尽可能节省交流电源功率之间似乎是矛盾的。

　　更重要的也许是以下两方面之间的冲突：一方面是像IEC61000-3-2那样规定对谐波失真各个分量的要求，另一方面是像高级80 Plus标准那样规定单个值，例如功率因数为0.9。

　　德州仪器(TI)的Isaac Cohen和Bing Lu在合著的白皮书“高功率因素和高效率：两者可以兼得(High Power Factor and High Efficiency – You Can Have Both)”中提供了对这些问题的有趣分析。在这篇论文的开头，作者就计算了IEC61000-3-2 D类规范规定的D类谐波水平所代表的功率因数。经过一些简化后，功率因数表达式被精简为：

　　

　　由于0.726远小于0.9，因此只满足欧盟标准最低要求的电源将无法满足能源之星要求。

　　更让人感兴趣的是，TI作者表示，根据功率因数的基本定义：负载从电压或电流源吸收的平均功率(用瓦数表示)与出现在负载上的RMS电压与负载中流动的RMS电流乘积之比，理论上可以设计出一种简单的全波桥，并用方波驱动，通过“模拟具有大电感值的感应输入滤波器”，这种桥可以满足能源之星提出的0.9功率因数要求(详情请参考上述白皮书)。但是，对方波的傅里叶分析表明，所有11次以上谐波都超过了IEC61000-3-2的限制。

　　最终，正如白皮书标题提示的那样，问题变得很奇怪。“幸运的是，所有经常使用的有源PFC电路吸收的输入电流波型都能轻松符合两种标准。”作者指出。

　　与TI一样，安森美半导体(ON Semiconductor)已经解决了协调问题。在一次主题为“探讨外部电源(EPS)的能源之星要求(草案1版本2.0)”的在线交流中，安森美公司提示美国能源部，满足IEC61000-3-3的外部电源在百分之百额定输出功率下测量时一般都具有0.85或更高的功率因数。

　　“更明确地说，采用百分之百额定输出功率和230V交流线路时，带有源PFC前端的两级外部电源可以实现超过0.9的功率因数。”那篇论文解释道，“不过反过来却不成立，也就是说，一个外部电源可能达到0.9的功率因数，但仍然可能达不到特定的奇次谐波电流，因而无法满足IEC61000-3-2要求。”

　　与直接表述PFC要求而不是个别谐波有关的另一个问题与设计效率有关。单级PFC拓扑要满足建议的230V交流线上的功率因数规范，安森美表示，必需做一定的电路修改，这将导致少量的效率损失，并增加一定的成本。

　　“对于单级外部电源来说功率因数通常超过0.8。建议的功率因数要求将取消单相拓扑，这是创建铭牌输出功率低于150W的高效外部电源(如笔记本适配器)的最具成本效益的方式之一。”安森美公司表示。

　　请注意这里强调的是单级。它打开了TI和安森美提出的有趣设计问题的解决之门。为了理解这些问题，让我们先看看实际的PFC设计方法。

　　实现单位功率因数的途径

　　由于不连续的输入滤波器充电电流会在开关模式电源中形成低功率因数，解决方法是增大整流器的导通角。解决方案包括无源和有源PFC以及无源或有源滤波。

　　无源PFC在电源输入端有一个电感。无源PFC看起来很简单，但不实用，究其原因包括必要的电感、传导损耗以及与输出滤波电容的可能的谐振。

　　如上所述，之所以出现交流输入开关模式电源中的功率因数问题，是因为仅在部分交流电源电压波形超过大容量存储(滤波器)电容上的直流电压时，才能从电力线吸取电流。这种非对称电流汲取会在电力线上引入交流线路电压谐波。

　　基本的 PFC概念(图2)相当简单。控制电路开关MOSFET以便通过电感用填充间隙的方式汲取电流，否则间隙中就会出现谐波。

　　

　　图2：AC-DC电源中的PFC包括利用控制电路开关一个MOSFET，以便通过电感用填充间隙的方式汲取电流，否则间隙中将出现谐波。

　　PFC控制器可以设计为工作在多种模式：临界导通模式(也称为转换模式)和连续导通模式(CCM)。区别在于MOSFET开关操作的速度，它决定了电感电流(和电感中的能量)是否接近零或保持较高水平。

　　术语“临界”和“转换”反映了每次电流接近0A，电感处于能量接近0点的事实。转换模式工作可以实现0.9的功率因数。但是，转换模式仅限于较低功率水平，一般在600W以下。由于只使用了相对很少的元件，因而非常经济。这类应用包括照明整流器和LED照明以及消费电子。

　　CCM的电路拓扑类似临界导通模式。但与较简单模式不同，它的纹波电流具有低得多的峰峰幅度，并且不会到0A。电感中总是有电流流过，不会在每个脉冲宽度调制(PWM)周期释放掉所有能量，因此是“连续的”。

　　在本例中，平均电流将产生更高质量的复合交流电流，因此有可能实现接近1的功率因数。这一点在较高功率电平时很重要，因为较大的电流会放大幅射和传导的电磁干扰(EMI)水平，使临界导通模式很难应付。

　　PFC控制器设计

　　TI对此有一个有趣的解决方案，具体体现在其UCC28070两相交错连续电流模式PFC控制器(图3)中。UCC28070主要针对300W到数千瓦的电源，例如电信整流器或服务器前端中可能使用的电源。

　　

　　图3：TI的UCC28070功率因素校正芯片集成了两个工作在180°反相的脉宽调制器。这种交错式PWM操作减少了输入和输出纹波电流，并使传导EMI滤波更简单成本更低。

　　TI芯片设计背后的理念是对于较高功率水平，可以并联两个PFC相来提供更大的功率。这样做还能获得热管理方面的优势，因为源自两级电路的热损耗可以通过更大的电路板面积散发出去。简单并行操作的缺点是较高的输入和输出纹波电流。

　　TI指出，更好的替代方案是两相交错，以便它们的电流处于180°反相状态。这样就不会形成纹波电流。事实上，超过两相(图4)的设计已经很常见。在这些情况下，相位角是均匀分布的。在多相PFC中，由于较低的输出纹波电流，无源元件的数量或物理尺寸可以比单相PFC中小，从而实现对成本、空间和EMI滤波器复杂性的良好折衷。

　　

　　应用通常推动着PFC控制器的设计。例如安森美半导体的NCL30001 LED照明控制器，该器件主要用于40W和150W之间的12V及12V以上LED照明应用，它整合了CCM PFC和一个回扫降压型转换器(图5)。

　　

　　虽然典型的LED照明电源可能是由一个给400V总线供电的PFC升压级及随后的隔离型DC-DC转换器组成，但NCL30001数据手册描述了一个更简单的方法，这个方法将前端转换器(安森美称之为PFC预稳压器)和DC-DC转换器压缩为一个只有少量元件的单级电源处理电路。该器件只需要一个MOSFET、一个电磁元件、一个低压输出整流器和一个低压输出电容。

　　安森美半导体公司的数据手册提供了图5所示部分电路的启发性解释。参考电压发生器的输出是输入正弦波的经整流版本，正比于反馈(FB)，且反比于前馈(VFF)值。交流误差放大器迫使电流感测放大器的平均输出电流匹配参考电压发生器的输出。这个输出(VERROR)通过参考电压缓冲器驱动PWM比较器，而PWM比较器则累加VERROR值和瞬时电流值，并将结果与4.0V阈值进行比较。通过合适的补偿后，这个设计就可以提供占空比控制。