简单构建超宽动态范围电流检测解决方案，你见过吗？

测量系统中的电流是监测系统状态的一种基本而有效的工具。随着先进技术的发展，电子或电气系统的物理尺寸大大缩小，降低了功耗和成本，并且在性能方面并没有太多让步。每个电子设备都在监测自己的健康和状态，这些诊断提供了管理系统所需的重要信息，甚至决定了其未来的设计升级。

系统中越来越需要测量大范围电流，从微小电流一直到几安培电流。例如，在以下情况下，确定系统中高动态范围的电流流动或消耗情况：

在高达80V的高电压电平（共模电平）应用中，由外部的简单电流检测放大器(CSA)（但为了使结构达到精度和准确性要求，集成电路的设计比较复杂）和检测电阻器组成的方案可以解决电 流测量时的大多数问题。电流检测放大器目前具有出色的准确度和精度，满足实现微安级电流的要求，同时保持更好的信噪比(SNR)性能，从而提供系统设计所需的测量分辨率。

然而，为设计人员选择优化的CSA并不是一件容易的事情。有一些权衡因素需要考虑（图2）：

由于差分电压范围由电流检测放大器的选择来设定，因此增加RSENSE值可以提高较低电流值的测量精度，但在较高的电流下功耗较高，这可能是不可接受的。另外，检测电流的范围也有所降低（I_MIN : I_MAX)。

降低R_SENSE值更有利，因为它减少了电阻的功耗，增大了检测电流范围。降低R_SENSE值可降低信噪比（可以通过计算平均值，取平均输入噪声来改善信噪比）。

应当注意的是，在这种情况下，设备的偏移会影响测量的精度。通常，会在室温下进行校准，以提高系统精度，通过增加某些系统的测试成本来消除失调电压。

此外，输入差分电压范围(V_SENSE)取决于电源电压或内部/外部基准电压和增益：

在任何实现高电流范围的应用中，目的都是在既定的精度预算下最大限度地扩大动态范围，这一般通过以下公式来估算：

大多数CSA的V_SENSE-RANGE通常是100mV，输入失调电压约为10μV。

请注意，如果选择V_{SENSE_MIN}作为10xV_OS系数，则在未校准系统中，最多可得出30年±10%的误差。

同样，如果选择100xV_OS，则可以达到±1%的误差范围，但动态范围会缩减到20年。因此，在动态范围和精度之间存在一个权衡：收紧精度预算会减少V_{SENSE_MIN}所决定的动态范围，反之亦然。

有一点需要注意，在C_SA + R_SENSE系统中，R_SENSE（容差和温度系数）通常是系统总精度的瓶颈。

与电量计、带集成芯片电阻器的C_SA、使用运算的差分放大器的分立式器件实现等其它替代方案相比，它简单、可靠且成本合理，仍然是行业中监控/测量系统电流的有效做法。也有更高级别容差和温度系数检测电阻，只是价格比较高。应用在温度范围内的总误差预算需要与R_SENSE产生的误差相当。

代替外部检流电阻,在V_DD输入和负载(LD)输出之间配置集成检测器件，能够测量100uA至3.3A的系统负载电流(I_LOAD)。增益为1/500的内部增益块提供输出电流ISH，即 。在ISH电流输出和接地间连接一个160Ω电阻，可得到0V至1V的VISH电压输出。

在负载电流为3A时，检测元件装置上V_DD和LD之间的压降约为60mV（曲线图1），相当于仅有180mW的功耗，而在较低的电流值下，观察到的检测100μA范围的总误差在10%左右（曲线图2）。该方案在较高电流负载下功耗较小，在较低电流水平下仍能保持较好的误差预算，优于图1中的传统检测电路。因此，需要更大电流检测范围（最高可达3A）的应用可以从这个方案中受益。

图4是图3的输入电压范围扩展，其中U1的电源电压现在可以接受更高的线路电压，可高达6V至36V。齐纳二极管(D1)将V_DD和PFET(M1)栅极之间的电压维持在5.6V。高压线路的大部分被M1吸收，M1的源电压钳位在与V_DD输入电压相差大约4V-4.5V的水平，从而将U1的工作电压(V_DD-V_SS)维持在正常工作范围内（曲线图3）。然后，这个M1的源电压为M2 PFET的栅极电压提供偏置。M2 P_FET源电压处于V_SS (U1) + V_TH (M2)的水平，确保U1 ISH输出在可接受的电压水平内。ISH电流输出和R1相对于接地端产生0至1V的输出电压。

图4中使用的建议组件

下面是图4电路的实验结果。

通过使用MAX40016的无电阻检测解决方案，实现了4阶十倍程的电流检测解决方案，工作范围扩大到了36V。