适用于全双工蜂窝手机的GPS LNA

在射频前端设计中整合GPS功能是当今蜂窝手机的最新发展趋势。这在很大程度上是由于FCC对美国市场上E911业务的要求而推动的。当然交互定位和导航是推动手机实现GPS定位功能的另一个因素。FCC的规定要求网络运营商提供的定位精度在50-150米范围内。老式手机定位功能是往往是采用某一种基于（基站）网络的定位技术，如观察时间差测量(OTD)或前向链路三角测量(FLT)。在这两种情况下，手机都会采用来自三个基站的三个测量结果，这要求系统本身固件支持，或许还得使用另外软件配合。

对于内置了GPS接收器的新型CDMA手机可以使用辅助GPS技术(A-GPS)实现定位。手机通过内建的GPS接收器进行位置测量并提供这些信息给网络，因此网络可以提供基于GPS卫星的位置信息。有一个问题是CDMA手机以全双工模式工作，因此带外发射机的的大功率发射信号和噪声可能会阻塞GPS信号。

处理这个问题的方法之一，是在进行GPS测量时关闭发射器。比较先进的CDMA手机可以在连续或并发保持语音或数据链路的同时接收GPS。图1说明了非并发操作中使用的具有GPS功能的手机。在这种情况下，手机在执行GPS测量时必须中断链路，这是因为同时只能处理一条基带I/Q通道。而对于CDMA2000的标准，可以使用可选的分集结构。如图2所示，由于使用了两台接收器，因此手机不会中断链路，可以进行并发GPS测量。

图1 对非并发GPS操作使用两部天线的前端CDMA手机

如前所述，这种方法的问题在于，反向链路发送的信号可能会阻塞GPS LNA。最坏的情况是手机在PCS频段(1850-1990 MHz)中工作。并发测试GPS信号的手机，其链路预算必须考虑强大的发射信号干扰而导致的GPS接收灵敏度下降。必须结合使用双工器和同向双工器，抑制发射信号在GPS频段中导致的噪声。由于手机的TX信号可以高达+24 dBm，所以必须使用GPS选频滤波器对TX信号进行抑制。设计人员面临着两个问题，第一个是TX信号进入GPS通道，TX 噪声耦合到GPS 频率中，提高了本底噪声。第二个问题是由于互调，PCS射频能量在GPS零中频转换路径中也直接转换成基带信号，产生了噪声。

一个好的GPS带通滤波器，可以对PCS发射频带上产生50dB的抑制，GPS LNA前面良好的带通滤波器可以提供大约50 dB的PCS TX信号抑制。即使引入高抑制比的带通滤波器。

图2 对同步使用的GPS操作使用两部天线（分集）的前端CDMA手机

但高线性的LAN设计对于提高PCS频带的带外抑制仍然重要，这会直接改善GPS的性能．
这个基于Avago Technologies（安华高科技）ATF-551M4设计的低噪放，采用E-pHEMT工艺，采用无引腿表贴塑料封装，其尺寸为1.4 mm x 1.2 mm x 0.7 mm，沟通宽度为400-m，在20-10GHZ上有较低的噪声以及比较高的线性。

除典型噪声系数非常低外 (0.5 dB)，ATF-551M4在2 GHz时，当偏置为2.7V 10mA工作时，可获得+24.1 dBm的三阶输出交调截止点 (OIP3)。由于E-pHEMT可以单电源工作，其有源偏置电路(在为大批量生产设计的放大器中尤其希望使用有源偏置)只要求增加一个PNP双极结晶体管和部分电阻。与使用耗尽型场效应器件的放大器相比，E-pHEMT 设计的部件数量较低，因此布局更加紧凑。

设计低噪声放大器

通过使用Avago Technologies（安华高科技）Eesof高级设计系统软件(ADS)，可使用线性和非线性工作模式对低噪声放大器对进仿真。对于线性分析，采用Touchstone格式的两端口S参数文件建立晶体管模型。除增益、噪声系数及输入和输出回波损耗有关的信息外，仿真还可以获得电路稳定性有关的重要信息，使得通过仿真可以非常简便地找到稳定区域，计算Rollett稳定系数(K)。

图3 使用无源偏置电路示意图

非线性分析

对于非线性分析，我们使用了谐波平衡(HB)仿真器。相比较其它非线性方法， HB仿真器具有计算速度快，可同时处理分布式单元电路和集总式单元电路，并很容易计算出高阶谐波和互调产物。在本应用中，HB用来仿真1 dB压缩点 (P1dB)、输入三阶交调截止点 (IIP3)和输入二阶交调截止点(IIP2)。模拟中使用的非线性晶体管模型基于Curtice的研究结果[1]。尽管这个模型密切预测DC和小信号参数(包括噪声)，但它不能正确预测较高偏置值时的截止点。为正确建立高偏置时超高线性度的E-pHEMT晶体管模型，需要采用更好的模型。可以从Avago Technologies（安华高科技）网站中下载现有模型。表1概括了非线性分析结果。在低偏置值时，非线性模拟结果与测得数据比较吻合。

最终的ATF-55143放大器设计

放大器对噪声匹配使用高通阻抗匹配网络。高通网络由串联电容C1和并联电感器L1组成。电路损耗将与噪声系数直接相关，因此L1的Q值极为重要。Toko LL1005-FH2N2或类似元件适合用于此。Toko LL1005-FH2N2是一种小型多层芯片电感器，在800 MHz时Q额定值为29。C1同时也作为隔直电容，同样L1为PHEMT的Gate提供直流偏置，它们都发挥着双重作用。C2为L1提供良好的旁路地功能。这一网络在低噪声系数、输入回波损耗和增益之间存在着折中选择。电容器C2和C5提供了带内稳定性，电阻器R1和R5则提高了低频稳定性。输出上的高通网络由串联电容器C4和并联电感器L2组成。同样L2也为pHEMT提供直流偏置。电感LL1和LL2实际上是每个源极上接地的非常短的传输线，它们作为串联反馈，其电感明显影响着带内和带外增益、稳定性、输入和输出回波损耗。R2提供了宽带稳定性。

陷波滤波器用来降低PCS频段中的增益。我们使用迭代流程考察了多个拓扑。流程的基础是在PCS频段中间使用谐振电路，降低增益。在输入和输出上尝试了串联和并联匹配，以同时满足噪声系数和IIP3目标。我们发现，把谐振电路放在输出上降低了IIP3。输入上的谐振电路改善了IIP3，但提高了放大器噪声系数。

无源偏置

输入，输出射频匹配后，那么下一步是对设备进行直流偏置。图3是无源偏置实例。
其中去掉了R2：
Ids 是漏电流
IBB 是流经R3/R4分压器网络的电流
例如，选择IBB至少是最大预计选通门极泄漏电流的10倍：
IBB = 0.1 mA,
VDD= 2.7 V,
Vds = 2 V,
Id = 10 mA,
Vgs = 0.45 V
注意，由于使用表2中所示的首选器件值，因此计算得出的值与实际值之间有所不同。

图4 演示电路板布局和器件布局

图4所示的演示电路板主要是为L频段和S频段中的应用开发的。该电路板是厚为0.031英寸的FR4，介电常数为4.2。输入端的并联LC 网络连接到源极地。源极传输线使用铜箔，以使电感达到最小。此外，必须使用铜箔或零欧姆电阻器，以弥补R1和R4之间的缺口。

在每个源端子和电镀通孔之间精确建立微带线路尺寸模型，及在微带和信号接地层面之间精确建立电镀通孔尺寸模型，使得设计人员可以使用ADS确定一定设计最优的源电感量。由于源电感一般在高频时会使FET再生，在低频时会使FET衰减，因此从100 MHz到18 GHz的K值曲线图中将揭示电路中使用的最优数量。图5是直到6.0 GHz时测得的稳定系数图。

图5 测得Rollett稳定系数图

放大器在2.7 V的Vdd电源电压上测试，提供了Vds = 2.0 V @ Id = 10 mA的偏置点。把测得的性能与仿真的性能进行比较，仿真的性能从设备产品资料的S参数和噪声参数中获得。测得的噪声系数和仿真的噪声系数如图6所示。1575 MHz时噪声系数标称值是0.9 dB。连接器和输入微带线路的损耗一直为0.15 dB，因此设备总噪声系数外加匹配网络损耗约为1.05 dB。1 dB 增益压缩时的输出功率 P-1dB测得值为+5.8 dBm。输入三阶拦截点IIP3测得值为+5.1 dBm。

图6 测得的和模拟的噪声系数和频率变化情况

在1575 MHz时放大器测得的和模拟的增益标称值为16.8 dB。图7中的扫描增益图说明了在低频时适当的增益滚降以及陷波滤波器在PCS Tx频段(1850 - 1910 MHz)中的响应。测得的和模拟的输入和输出回波损耗分别如图8和图9所示。在1575 MHz时测得的输入回波损耗大于10 dB，输出回波损耗大于18 dB。

图7

图8

图9

结语

从演示电路板中获得的结果表明，可望对1.575 GHz的GPS应用在低噪声放大器中使用ATF-551M4。PCS频段陷波滤波器网络提高了放大器的噪声系数，但降低了放大器对干扰的灵敏性。表3概括了测量结果。R2的值可以降低到4.7?输入P3可以提高到9.0 dBm，其代价是稳定系数余量下降。

应用指南AN-1376介绍了不要求陷波滤波器的GPS应用。放大器设计适合TDMA系统，如GSM手机及手持式GPS接收器。放大器与低噪声系数0.6dB相匹配，同时可以匹配非常好的输入和输出回波损耗。