双频/GSM3.6V集成功率放大器

Motorola公司的MRFIC1859是个款双频单电源（23.6V）RF集成功率放大器，设计用于GSM900/DCS1800手持无线装置。改变匹配电路，它也可以用于3频GSM900/DCS1800/PCS1900装置。3.6V下的典型特性是：GSM：Pout=35.8dBm,PAE=53%;DCS:Pout=34dBm,PAE=43%.它具有个个宽频带（900～，1800MHz）内部负电压产生器，此负电压产生器是基于输入载波经2级缓冲器放大后的RF整流（见图1）。这种方法消除了采用dc/dc变换器类型的负电压产生器时出现在输出信号上的寄生信号。缓冲器也产生个个升压的正电压，此电压可用于驱动NMOS漏极开关。

应用电路考虑

    MTFIC1859典型应用电路示于图2.可用改变适当外部元件的数值和位置来调节MRFIC1859.在调节RF时，建议加外部负电源以避免对功率放大器级的任何损坏。输入调节不好导致不能提供足够的RF功率来恰当地操作负电压产生器。

    GSM的输入匹配是用并联C、串联L的低通结构，DCS的输入匹配是用并联L、串闻L的高通结构。这种输入匹配应在额定输入功率（例如3.0dBm(GSM),5.0dBm(DCS)）下调整到最佳。由于输入线馈送到第1级和第1级缓冲器，所以输入匹配的调整应在缓冲器和Q1漏级匹配反复迭代来完成。应当注意，芯片上包括dC级塞电容器。

    第1级缓冲放大器用短的80Ω微带线（可以用芯片电感器替代）调谐。第2级缓冲放大器经个个分立的芯片电感器供电和匹配。调节这两个元件，便利从电压产生器得到最大输出。缓冲器总电流（DB1+DB2）个般为60mA左右（对于GSM）和100mA左右（对于DCS）。然而，负电压产生器需要1.0μs建立时间。在此期间，两级都偏置到IDSS，每级大约为200mA。

    在引脚2可得到升压正电压，大约为10V（每个频段），可用于激励NMOS漏极开关。

    Q1漏级通过80Ω印制微带线（微带线也可以用分立的芯片电感器替代）供电和匹配。微带线长度（或等效电感值）通过可调节RF去耦电容器进行调节，以便在第1级上得到最大增益。

    Q2漏极通过60Ω印制微带线供电，此微带线也用于级间匹配，以便最佳地驱动末级。

    Q2G和Q2D线的长度是很短的，故无法用分立电感器替代。

    Q3级经50Ω印制微带线馈电，微带线必须能应付该级大电流（峰值2.0A）而没有显著的压降。该线可置入内层以节省PCB面积，或是分立的RF扼流圈。

    在两个频段的输出匹配是用2级低通网络实现的。这种网络是用放置在50Ω微带传输线上的并联电容实现的。数值和位置的选择以达到2.0Ω的负载线，并与器件输出分布参数成共轭匹配。该网络也必须对2次和3次谐波电平作恰当的终接。建议第1级输出匹配电容电路采用高Q值电容器，以便获得最好的输出功率和效率特性。

    应当指出：输出匹配电容器类型和电源的选择将影响H2和H3电平和效率，原因是串联谐振频率。

    对于GSM频段，RF去耦电容器（C17，C14，C22，C9，C1，C8）选择47pF，而DCS频段选择C10，C15，C13为22pF或12pF。

电路调谐方法

    用D1B（T8线）和D2Baqsg(L3电感器)使缓冲器工作在最佳状态。同时分别用L1、C21或L2、T10调谐GSM或DCS的输入匹配。

    对于GSM或DCS，分别用D1G、D2G匹配（T9线）或D1D、D2D、G2D匹配（T9线、C8）使RF对准线性增益最佳。目标是使小信号增益最大和使小信号增益位于中心位置。线性增益应最高达40dB左右（对于GSM）和32dB左右（对于DCS）。

    对GSM或DCS，分别用T4、C3、T1、C4、T2或T6、C2、T5、C6、T3使输出匹配最佳。这些元件设定了Pout/PAE的折中关系和谐波抑制性能。

    采用上述调谐方法，可以使RF性能达到最佳并为降低串扰和谐波分量找到最佳配置。

控制考虑

    MRFIC1859在应用上采用了Motorola研发的GaAs IPA漏极控制技术。该方法依赖于这样个个公式：工作在饱和模式下的RF功率放大器，它的输出功率正比于放大器漏极电压的平方——Pout(瓦)=k*VD(V)*VD(V)。

    图2中的控制IC MC33170用于管理所有的控制、偏置和频带选择功能。当给出发送命令（TxEN为高态）时，MC33170触发负电压发生器NVG的电源Vdbuf(Vdbuf=Vbat)，这包括给出Vneg和正电压Vp(9.0V左右)。个旦检测到Vneg并调节到-5.0V，则MC33170使N沟MOSFET被驱动。

    NMOS用做镇流晶体管，其漏-源电阻由Vramp控制。这使得功率放大器的供电电压可从0V（Vramp=0V）到Vbat(Vramp=2.0V),从而控制输出功率。这样的控制方法能提供对RF输出功率的极好的可预测性（因为输出电压正比于漏极电压）而且不需要功率或电流检测回路。

    MC33170的BC引脚设置为0V（GSM）或1.0（DCS）以实现频段选择，并以此通过BiasGSM和BiasDCS引脚来偏置GSM和DCS晶体管。