新一代便携式设备的关键电源电路设计考虑

　　由于集成的功能不断增多以及外形尺寸的日益缩小，最新一代功能丰富的更小型便携式设备将使电源管理设计发挥关键作用。一般来说，便携式设备主要包括微处理器、I/O外设、LED背光、闪存和/或硬盘驱动器(HDD)、数字和模拟电路，这些功能模块对电源的要求各不相同。为使这些功能模块正常工作并最小化功耗以实现更长的电池使用时间，系统设计工程师面临如何设计嵌入式电源管理解决方案以满足电源要求的挑战。本文对电源要求进行了分析，并重点阐述如何设计这些电源管理电路。
　　
　　为微处理器供电
　　
　　微处理器是处理各种数据和命令的核心器件，大多数微处理器都采用CMOS电路并具有开关功耗和静态功耗。数字电路的每一次开关转换均对数字电路的输出电容进行充放电，由此产生的功耗由下式表示：
　　
　　其中，C为总负载电容，fS为开关频率，VCORE为施加在微处理器上的电源电压。根据此公式得知：时钟频率的降低将使功耗呈线性下降，电压的降低可导致功耗呈二次方程式下降。随着微处理器处理速度越来越快，施加在微处理器上的电压将降低小于1V以最小化功耗。
　　
　　微处理器最常见的供电电压范围为1.0~1.5V。从电压要求来看，大多数微处理器都具有严格的电压容差，在稳定状态和负载瞬态时的电压容差不到100mV。由于微处理器对低工作电压和大电流(具有大的边沿斜率)的要求，电源管理设计工程师面临既要满足严格的电压瞬态要求，又要解决系统功耗预算和电池运行时间(高转换效率)的难题。微处理器的功耗通常为系统总功耗的30~40%左右。通常为便携式设备供电的锂离子电池，采用LiCo02阴极材料，其典型的电池工作电压范围介于3.0~4.2V。
　　
　　图1所示的同步降压转换器拓扑能有效地将电池电压转换为低内核电压。通常，具有集成MOSFET的固定频率脉宽调制(PWM)DC/DC转换器在正常负载条件下具有90%以上的转换效率，但由于开关损耗和栅极驱动损耗的影响，它们在轻负载条件下(如便携式设备的待机模式)的效率较低。为使便携式设备实现超长的电池待机时间，转换器能在轻负载条件下提供高效率非常重要。

　　
　　图1：(a) 同步降压转换器拓扑结构图；(b) 负载瞬态过程中的负载电流和电感电流。
　　
　　首先是要设计降压转换器工作在非同步模式，这样就避免了因尽量减少与回路电流有关的传导损耗而导致的负电感电流。此外，脉宽频率调制或脉冲跳跃(pulse skip)模式通常用于最小化栅极驱动和开关损耗。诸如TI开发的节电模式等专用技术通过关闭部分控制电路来降低开关损耗，并使PWM控制器的静态电流最小。在150μA的负载条件下，可以实现低至18μA的静态电流和超过70%的效率。
　　
　　然而，对从轻负载到高负载的负载瞬态而言，这种降压转换器带来了另一个挑战，即它需要一个延迟时间来唤醒PWM控制器并使其进入工作状态。在此延迟时间内，输出电容必须为负载供电，这将引入一个与固定频率PWM转换器有关的额外电压降。如何克服节电模式带来的这一负面影响呢？微处理器的电压规范允许具有±5%的总容差，其中包括稳定状态误差和负载瞬态。可以将轻负载时的输出电压提高1%左右，以补偿由于控制电路唤醒延迟引起的额外压降。
　　
　　事实上，对移动处理器而言，提高轻负载时的输出电压是一贯的做法，这一做法被称为负载线调节。这种技术增大了瞬态电压的摆幅，因此它允许对额外电压降进行补偿或使用更小的输出电容。此外，控制环路设计和电感设计对电压瞬态响应的影响非常大。那么，如何选择正确的电感和设计控制环路带宽来实现快速的瞬态响应，并在保持高效率的同时满足电压瞬态要求呢？
　　
　　对从小于1mA负载到满负载的阶跃负载瞬态而言，电压瞬态响应通常应在±3%以内。当阶跃负载被施加到系统和输出电容时，该电压瞬态与等效串联电阻(ESR)和转换延迟密切相关。通常情况下会采用小型ESR陶瓷电容，因此，通过优化环路设计和电感值来最小化输出电容器两端的电压瞬态最具挑战性。输出电容器需要在瞬态响应期间提供负载电流。微处理器所需电流的斜率比降压转换器电感电流的斜率大得多。负载电流和电感电流之间的差决定了需要由输出电容提供的电荷数量，如图1(b)所示。如果可以减少该非平衡电荷，则能降低瞬态电压，减小输出电容。电感电流的斜率越大，瞬态响应就越快，压降也就越低，因此瞬态响应取决于电感电流跟随负载电流的方式。电感电流上升时间与此处描述的控制环路带宽密切相关。

　　
　　其中，fC为闭环环路带宽。另一方面，反馈控制环路在轻负载到高负载转换期间使占空比加大，在电感两端出现净电压增加，这会引起电感电流增加。平均电感电流的上升时间由下式得出：

　　
　　其中L、VIN以及ΔD分别为电感、输入电压和占空比增加值。在给定带宽下提供同样快速的瞬态响应的最大电感被称为临界电感。该临界电感为经过优化的电感，可为实现最高效率提供尽可能高的带宽和最小电感电流纹波。通过以上两个方程式能得到在给定环路带宽条件下实现最快瞬态响应的临界电感。

　　
　　其中，ΔDMAX为负载瞬态期间最大的占空比增加值。由此可见，采用小型电感也可以获得高环路带宽，从而实现快速的负载瞬态响应以满足瞬态电压要求。图2给出了小型电感和大型电感的输出电压瞬态响应曲线，它表明电感越小，负载瞬态响应越快。[page]

　　为背光用白光LED供电
　　
　　背光的功耗非常高，这会影响便携式设备电池的使用寿命。显示器背光照明最常见的是采用3~6个白光LED阵列，通常这些白光LED由20mA左右的电流来驱动以实现优化的亮度和颜色。为背光用白光LED供电主要面临两个挑战：1. 如何实现各个LED间亮度一致；2. 在保持高效率的同时优化调光功能。
　　
　　解决第一个设计挑战要求LED驱动器提供相同的驱动电流。通过串联这些LED可以轻松实现流经每个LED的电流相同。驱动LED有两种主要的拓扑结构，即开关电容/电荷泵和升压转换器。电荷泵采用电容器将电能传输至输出端，解决方案总体尺寸非常小。由于电荷泵必须要集成至少4个MOSFET，所以只有驱动高达200mA电流的应用才具有成本效益；当输出电压与输入电压本质上不相关时，其效率相对较低。由于电荷泵的升压能力有限，所以通常LED是并联连接，这就需要精确镜像电流以实现相同的驱动电流。电感升压转换器利用电感器将电能传输至输出端，输出电压增益可达10倍，因此它随时可以驱动6个串联LED，并实现超过85%的效率。但是，电感升压转换器需要相对较大的电感且存在电磁干扰(EMI)方面的设计挑战。

　　
　　图2：小型电感和大型电感的输出电压瞬态响应曲线。
　　
　　解决第二个系统设计挑战是要提供许多便携式设备所需要的适合的调光功能。主要的调光技术有PWM调光、模拟调光和数字调光三种。
　　
　　PWM调光利用一个低频数字PWM信号来反复开关白光LED驱动器，通过调整PWM信号的脉冲宽度就可以实现LED调光功能。PWM调光的主要优点在于能够高效率地提供高质量白光。在手机系统中可用一个I/O端口生成PWM信号以启动或关闭白光LED驱动器。

　　
　　图3：(a) 典型的白光LED驱动器的调光模式；(b) H桥接降压/升压转换器电路。
　　
　　然而，利用200Hz~20kHz的低调光频率可能会产生听得见的噪声。为避免这种噪声，白光LED驱动器所提供的调光频率应超过听得见的噪声的频率范围。图3(a)和图4给出了典型的应用电路及其开关波形。

　　
　　图4：图3(a)电路的PWM调光开关波形。
　　
　　模拟调光是对参考电压进行调节，参考电压决定了流经LED的电流。PWM信号随同低通滤波器被用来设置调光阈值。类似地，调节占空比将最终改变平均参考电压以实现调光。这种方法的一个缺点是深度调光的效率较低，这将缩短电池运行时间。该方法的另一个主要挑战是发光质量，由于LED驱动电流很低，所以LED的发光质量非常差，且发出的光也与自然界的白光不同。
　　
　　最后一种调光方法是数字调光。数字调光要求专用数字接口(如I2C)和单个线路接口。通过对到达驱动器的数字信号进编程，可以根据应用需要动态调节白光LED亮度。TPS61060支持数字调光功能，可降低处理器功耗并延长电池使用寿命。[page]
　　
　　为硬盘驱动器和I/O供电
　　
　　硬盘驱动器和许多I/O通常采用3.3V电压轨供电。由于单个锂离子电池的电压为3.0~4.2V，所以它需要降压/升压功能以充分利用可用电量，从而延长电池的使用寿命。图3(b)是H桥接降压/升压转换器电路。如何选择正确的控制方案以实现高效率呢？这种降压/升压转换器有两种基本的控制架构。
　　
　　第一种控制方案是使转换器工作在传统的降压/升压模式。当Q1和Q3同时导通时，输入电压被施加到电感上，能量存储在电感中，输出电容为负载提供电源。当Q1和Q3截至，Q2和Q4导通时，电感电流流经Q2和Q4，将存储的电能供给输出端。
　　
　　假设在转换开关和电感上没有功率损耗，则这种控制方案在连续导通模式下电压增益由下式得出：
　　
　　其中，D为占空比。当占空比小于0.5时，转换器工作在降压模式，以使输出电压低于输入电压。当占空比大于0.5时，转换器可实现升压功能。为使输出电压等于输入电压，占空比需等于0.5。这种方案的降压模式和升压模式之间的转换非常平滑，但是传统的降压/升压运行效率较低，因为它所具有非连续的大输入和输出电流导致传导损耗、开关损耗和电感绕组损(铜损)都非常高。
　　
　　第二种控制方案是使转换器工作在降压模式或者升压模式，这可以获得与降压或升压转换器类似的更高的效率。当输入电压高于输出电压时，转换器工作在降压模式，当输入电压低于输出电压时，转换器工作在升压模式。在降压模式中，Q4一直导通，Q3一直截至，Q1和Q2作为一个同步降压转换器交替导通和截至。在升压模式中，当VIN小于Vo时，Q1一直导通，Q2一直截至，Q3和Q4作为一个同步升压转换器交替导通和截至。MOSFET和电感的均方根(RMS)电流与降压或升压转换器的电流相等。这种控制方案可以实现比传统降压/升压转换器高5~10%的效率。

　　
　　图5：TPS6300在各种负载条件下的典型应用电路。
　　
　　为利用最小尺寸解决方案进一步满足延长电池使用寿命的要求，这里采用集成的N通道MOSFET作为顶部的开关MOSFET。对于给定的裸片尺寸，N通道MOSFET的导通电阻比P通道MOSFET低，因此这种方案进一步减少了传导损耗。然而，驱动N通道MOSFET需要借助电荷泵电路提供高栅极驱动电压。由德州仪器(TI)开发的一项创新技术在保持总芯片尺寸小于P通道MOSFET的同时，将这些电荷泵电路集成到芯片上，从而以最小尺寸的解决方案实现最高效率。图5给出了TPS6300在各种负载条件下典型的应用电路图，其最高效率可达95%。图6为该电路在各种负载条件下的效率曲线图。

　　
　　图6：各种负载条件下的效率，最高效率可达95%。
　　
　　如何为微处理器、背光LED和I/O等关键元件供电对满足严格的电压瞬态响应、实现尽可能最高的效率以充分利用电池电量而言非常关键。为这些元件供电的很重要一点是，系统设计人员充分理解设计挑站以及优化电感和环路带宽设计所要求的物理工作原理，从而选择正确的控制方案以满足系统性能要求。