降压-增压恒流LED驱动方案设计

       为了驱动LED串，我们采用改进后的降压-增压转换器电源拓扑，将LED串置于DC-DC转换器输出端和输入电压源之间。运用这种连接方式，可以为LED串提供低于或高于输入的驱动电压。

       虽然LED串两端的电压存在降压-增压转换器提供的直流增益，但其输入电流是非脉动方式，这不同于典型的降压-增压转换器的脉动输入电流，非脉动电流有效降低了EMI。本文所讨论的PWM控制器采用平均电流控制模式。

      图1所示LED驱动器有如下直流特性：

 (1)

由于 ，此处D为占空比

 (2)

       在平均电流控制模式下，输入电流由输入电压返回环路的检流电阻检测(图2)。该电压送入电流误差放大器(CEA)的反相输入端。放大器的同相输入端连至电流控制电压。误差信号经过放大器放大后，驱动PWM比较器的输入端，与开关频率的斜坡信号进行比较。电流环路的增益带宽特性可通过CEA附近的补偿网络进行优化。

       电流环路补偿设计

       业内已经有多种集成驱动方案，为了帮助用户选择方案，我们对MAX16818集成控制系统进行了检验。这个平均电流模式控制器利用跨导放大器(transconductance amplifier)放大电流误差信号。检流电阻两端的电压由内部放大器放大34.5倍，电流误差放大器的跨导是550 uS，锯齿波信号峰值为2V。该电路中，输入电流在返回通路上由电阻Rs检测(图3)。

图3：利用MAX16818(内部电流环路)构建的高亮LED驱动器。

      电流检测电阻值由平均电流极限设置，LED支路的最大电压为：

      此处n是LED的数目，Vfm(If)是LED在满负荷电流If下的最大压降。

      最大输入功率为Pmax = VLED(max) ×IfVLED(max) ×I f，效率为η。因而，最大输入电流为：

 (1)

      最小平均电流阀值为24mV，因而，电流检测电阻值为：

 (2)

      为了避免控制器的PWM比较器输出自激，比较器反相输入信号的斜率应小于同相输入的锯齿波斜率。锯齿波斜率为Vs×fs，电流误差放大器的增益为GCA。

 (3)

      式中，gm是CEA跨导，放大器输出为PWM比较器的反相输入。PWM比较器的同相输入是锯齿波，峰值为Vs、开关频率为fs。这是电流误差放大器从Rs检流电压到放大器输出在高频端的交流增益，频率低于补偿电容Cp产生的极点。这是PWM比较器敏感频点处的增益。

      电流误差放大器的最大增益GCA由下式(4)决定：

 (4)

      VLED(max)/L是输入电流的下降斜率。

      从等式(4)我们可以得出Rc的最大值为：

 (5)

      由RcCc决定的零点频率要低于电流环路的交越频率fc(crossover frequency)，且要留有足够的相位余量，这是确定Cc值的标准。LED驱动器功率电路的小信号等效模型由下面推导的公式表示。

      升压调节器电流环路的小信号控制到输出增益，即从CEA输出vca到Rs电压vRs的表达式为：

 (6)

      式中：Rs为电流检测电阻，L为输入电感值

      Il是电感的直流电流

      VIN是直流输入电压

      VLED是LED支路的总直流电压

      输入电流部分的总开环增益为(6)式和(3)式的乘积，将乘积设为1，计算环路的交越频率为：

 (7)

      将式(5)中的Rc最大值带入式(7)，交越频率最大值fcmax为

 (8)

      电流环路设计完成后，可以设计外部电压回路。

      设计范例

      以下提供了一个典型设计范例，3条LED串联支路，输入电压范围为7V~28V，开关频率为600KHz，电感为5.1uH。该例所需最大输出电流为1.2A，LED数为1到4只，LED支路的最大压降为18V，总输出功率为Pmax = 21.6 W。假定效率为90％，我们可以计算出最大输入电流为3.428A。如果设定检流电阻为0.007Ω，Rc最大值可以由式(5)求得：

       我们可选择小于Rcmax的Rc，Rc=2kΩ。对于18V的输出，由式(8)求出

 。需设定零点频率fz低于fcmax，本例中，我们选择Cc为2200pf。所以，零点频率为 ；极点频率需高于2倍开关频率，这里我们选择Cp为4 pf，得到fp为1.693 MHz。

      LED可以建模为一个电压源串联一个电阻，在该模型中，每个LED等效为3.15V电压源串联一个0.6Ω的电阻。如果我们将3只LED串联，那么，总的电压源电压为9.45V，总阻抗为1.8Ω。如果输入为9V，3只LED串联，则交越频率为 。图4a是PSIM仿真电路，图4b为仿真结果。

图4a：buck-boost LED驱动器内部平均电流模式环路的仿真电路。

图4b：图5a的仿真结果

      LED电流检测

      高边LED电流检测使用电流检测放大器检测LED电流，把电流信号转换成以地为参考的电压。MAX4073可以完成这项工作。电路中，内部电流环路的总开环增益可通过加入一个交流扫描电源(图4a)测量。仿真得到电流环路的交越频率为85.5kHz，与计算值82.445kHz(图4b)很接近。

       如果在Vout引脚和GND之间没有任何电阻，MAX4073T的实际电压增益 为20。该增益可以通过Vout引脚和GND之间的外部电阻调节。高边电流放大器的带宽为1.8MHz。II类补偿就足以补偿电压环路，并在整个工作范围内保持LED驱动的稳定性。也可以用一台网络分析仪优化电压环路的II类补偿，其交越频率应远低于平均电流模式控制环路的交越频率。

       PWM调光控制

       LED亮度可以通过PWM信号控制，这种方法通过调整驱动器的导通时间控制LED的输出电流。模拟调光改变的是LED驱动器的模拟输出电流，会导致色彩失真。所以，PWM调光是调节LED亮度的理想方式。采用PWM调光方式时，LED驱动器的导通时间可调，其占空比近似等效于显示器亮度，即100％占空比对应最大亮度。也可以利用PWM调光方案从零到满负荷调节LED电流，但由于控制环路速度太慢，无法实现较宽的亮度调节范围。对电路进行改进，可以获得快速响应，利用MAX16818就可以实现这样的PWM调光控制环路。

       当PWM调光信号变低时，通过断开与LED串联的开关迅速降低LED电流到零。同时，用于驱动开关MOSFET的栅极驱动器通过短接MAX16818的CLP引脚被关闭，通过导通Q1完成该操作。同时，与外部电压环路中补偿器件串联的开关(Q3)开路，从而保持外部电压环路补偿电容的电压。将CLP引脚短路到地可以立即将输入电流降至零。因为平均电流控制模式有很高的交越频率：

       所以，不需要将一个开关与内部环路电流的补偿电容串联。一旦PWM调光信号变高，CLP引脚的开关断开，而与外部电压补偿电路串联的开关导通，打开LED串联开关允许LED电流流过。通过这种方式，控制环路可以恢复到断开LED电流通路前的状态，快速恢复LED电流，而且电流过冲非常小。LED驱动器的完整原理图如图5所示。

图5：降压-升压LED驱动器原理图。

       图5中的LED驱动器输入电压为7V至28V，LED电流通过电位器R2在0.4A到1.2A范围内调节。LED支路可以串联1到4只LED。图6提供了一个亮度调节过程的例子。LED电流具有较快的上升和下降时间，当PWM调光信号变高时，对于0.8A的LED电流会有小于100mA的过冲。

       图6a：PWM调光过程中，LED电流的上升过程(Vin = 7 V，I = 0.8 A，3只LED串联) ( Ch1：PWM调光信号；Ch4：LED 电流)

       图6a中，3只串联LED的电流为0.8A，输入电压为7V。示波器通道1为PWM调光信号，通道4为LED电流，该电流在PWM信号变高时会增大。图6b中，当PWM信号关断时，LED电流降为0。图7a和图7b采用了相同设置，唯一区别是输入电压为14V。

       图6b：PWM调光过程中，LED电流的下降过程 ( Ch1：PWM调光信号；Ch2：LED 电流)

       从上述测试结果可以看出，平均电流控制模式能够理想用于LED驱动。同时，也可以方便地对该电路加以改进，使PWM亮度控制电路可以实现较高的调光比。

　　图7a：PWM调光过程中，LED电流的上升过程 (Vin = 14 V，I = 0.8 A，3只LED串联)( Ch1：PWM调光信号；Ch4：LED 电流)

       图7b：PWM调光过程中，LED电流的下降中 ( Ch1：PWM调光信号；Ch4：LED 电流)