详解频谱分析仪的基本原理

本文的目的是为您提供关于频谱仪或信号分析仪的基本概述。您或许想要进一步了解与频谱分析相关的更多其他话题，您可访问频谱分析仪网页。这里将重点介绍频谱分析仪工作的基本原理。虽然今天的技术使得现代数字实现替代许多模拟电路成为可能，但是从经典的频谱分析仪结构开始了解仍然非常有好处。今后我们还将探讨数字电路赋予频谱仪的功能及优势，以及讨论现代频谱仪中所使用的数字架构。

图 2-1 是一个超外差频谱仪的简化框图。“外差”是指混频，即对频率进行转换，而“超”则是指超音频频率或高于音频的频率范围。从图中我们看到，输入信号先经过一个衰减器，再经低通滤波器(稍后会看到为何在此处放置滤波器)到达混频器，然后与来自本振(LO)的信号相混频。

图 2-1. 典型超外差频谱分析仪的结构框图

由于混频器是非线性器件，其输出除了包含两个原始信号之外，还包含它们的谐波以及原始信号与其谐波的和信号与差信号。若任何一个混频信号落在中频(IF)滤波器的通带内，它都会被进一步处理(被放大并可能按对数压缩)。基本的处理过程有包络检波、低通滤波器进行滤波以及显示。斜波发生器在屏幕上产生从左到右的水平移动，同时它还对本振进行调谐，使本振频率的变化与斜波电压成正比。

如果您熟悉接收普通调幅(AM)广播信号的超外差调幅收音机，您一定会发现它的结构与图 2-1 所示框图极为相似。差别在于频谱分析仪的输出是屏幕而不是扬声器，且其本振调谐是电子调谐而不是靠前面板旋钮调谐。

既然频谱分析仪的输出是屏幕上的 X-Y 迹线，那么让我们来看看从中能获得什么信息。显示被映射在由 10 个水平网格和 10 个垂直网格组成的标度盘上。横轴表示频率，其标度值从左到右线性增加。频率设置通常分为两步：先通过中心频率控制将频率调节到标度盘的中心线上，然后通过频率扫宽控制再调节横跨 10 个网格的频率范围(扫宽)。这两个控制是相互独立的，所以改变中心频率时，扫宽并不改变。还有，我们可以采用设置起始频率和终止频率的方式来代替设置中心频率和扫宽的方式。不管是哪种情况，我们都能确定任意被显示信号的绝对频率和任何两个信号之间的相对频率差。

纵轴标度按幅度大小划分。可以选用以电压定标的线性标度或以分贝(dB)定标的对数标度。对数标度比线性标度更经常使用，因为它能反映出更大的数值范围。对数标度能同时显示幅度相差 70 至 100 dB(电压比为 3200 至 100,000 或功率比为 10,000,000 至 10,000,000,000)的信号，而线性标度则只能用于幅度差不大于 20 至 30 dB(电压比 10 至 32)的信号。在这两种情况下，我们都会运用校准技术1给出标度盘上最高一行的电平即基准电平的绝对值，并根据每个小格所对应的比例来确定标度盘上其他位置的值。这样，我们既能测量信号的绝对值，也能测量任意两个信号的相对幅度差。

屏幕上会注释出频率和幅度的标度值。图 2-2 是一个典型的频谱分析仪的显示。

图 2-2. 参数已设定的典型频谱分析仪显示图

现在让我们将注意力再回到图 2-1 中所显示的频谱分析仪元器件。

射频衰减器

分析仪的第一部分是射频衰减器。它的作用是保证信号在输入混频器时处在合适的电平上，从而防止发生过载、增益压缩和失真。由于衰减器是频谱仪的一种保护电路，所以它通常是基于基准电平值而自动设置，不过也能以 10 dB、5 dB、2 dB 甚至 1 dB 的步进来手动选择衰减值。图 2-3 所示是一个以 2 dB 为步进量、最大衰减值为 70 dB 的衰减器电路的例子。

其中隔直电容是用来防止分析仪因直流信号或信号的直流偏置而被损坏，不过它会对低频信号产生衰减，并使一些频谱仪的最低可用起始频率增加至 9 kHz、100 kHz 或 10 MHz。

在有些分析仪中，可以像图 2-3 那样连接一个幅度基准信号，它提供了一个有精确频率和幅度的信号，用于分析仪周期性的自我校准。

图 2-3. 射频衰减器电路

低通滤波器或预选器

低通滤波器的作用是阻止高频信号到达混频器。从而可以防止带外信号与本振相混频，在中频上产生多余的频率响应。微波频谱分析仪或信号分析仪用预选器代替了低通滤波器，预选器是一种可调滤波器，能够滤掉我们所关心的频率以外的其他频率上的信号。在第 7 章里，我们将详细介绍对输入信号进行过滤的目的和方法。

分析仪调谐

我们需要知道怎样将频谱分析仪或信号分析仪调谐至我们所希望的频率范围。调谐取决于中频滤波器的中心频率、本振的频率范围和允许外界信号到达混频器(允许通过低通滤波器)的频率范围。从混频器输出的所有信号分量中，有两个具有最大幅度的信号是我们最想得到的，它们是由本振与输入信号之和以及本振与输入信号之差所产生的信号分量。如果我们能使想观察的信号比本振频率高或低一个中频，则所希望的混频分量之一就会落入中频滤波器的通带之内，随后会被检波并在屏幕上产生幅度响应。

为了使分析仪调谐至所需的频谱范围，我们需要选择合适的本振频率和中频。假定要求的调谐范围是 0 至 3.6 GHz，接下来需要选择中频频率。如果选择 1 GHz 的中频，这个频率处在所需的调谐范围内，我们可以得到一个 1 GHz 的输入信号，又由于混频器的输出包含原始输入信号，那么来自于混频器的 1 GHz 输入信号将在中频处有恒定的输出。所以不管本振如何调谐，1 GHz 的信号都将通过系统，并在屏幕上给出恒定的幅度响应。其结果是在频率调谐范围内形成一个无法进行测量的空白区域，因为在这一区域的信号幅度响应独立于本振频率。所以不能选择 1 GHz 的中频。

也就是说，我们应在比调谐频段更高的频率上选择中频。在可调谐至 3.6 GHz 的 Keysight X 系列信号分析仪中，第一个本振频率范围为 3.8 至 8.7 GHz，选择的中频频率约为 5.1 GHz。

现在我们想从 0 Hz(由于这种结构的仪器不能观察到 0 Hz 信号，故实际上是从某个低频)调谐到 3.6 GHz。

选择本振频率从中频开始(LO - IF = 0 Hz)并向上调谐至高于中频 3.6 GHz，则 LO - IF 的混频分量就能够覆盖所要求的调谐范围。运用这个原理，可以建立如下调谐方程：

如果想要确定分析仪调谐到低频、中频或高频信号(比如 1 kHz、1.5 GHz 或 3 GHz)所需的本振频率，首先要变换调谐方程得到 fLO:

图 2-4. 为了在显示屏上产生响应，本振必须调谐到 fIF + fs

图 2-4 举例说明了分析仪的调谐过程。图中，fLO 并未高到使 fLO -fsig 混频分量落入 IF 通带内，故在显示器上没有响应。但是，如果调整斜波发生器使本振调谐到更高频率，则混频分量在斜波(扫描)的某点上将落入 IF 通带内，我们将看到显示器上出现响应。

由于斜波发生器能同时控制显示器上迹线的水平位置和本振频率，因此可以根据输入信号的频率来校准显示器的横轴。

我们还未完全解决调谐问题。如果输入信号频率是 9.0 GHz，会发生什么情况呢?当本振调谐在 3.8 至 8.7 GHz 的范围时，在它到达远离 9.0 GHz 输入信号的中频(3.9 GHz)时，会得到一个频率与中频频率相等的混频分量，并在显示器上生成响应。换句话说，调谐方程很容易地成为：

这个公式表明图 2-1 的结构也能得到 8.9 至 13.8 GHz 的调谐范围，但前提是允许此范围内的信号到达混频器。

图 2-1 中输入端低通滤波器的作用就是阻止这些高频信号到达混频器。如前所述，我们还要求中频信号本身不会到达混频器，那么低通滤波器必须能对 5.1 GHz 以及 8.9 至 13.8 GHz 范围内的信号进行有效的衰减。

总之，可以认为对于单频段射频频谱分析仪，选择的中频频率应高于调谐范围的最高频率，使本振可以从中频调谐至调谐范围的上限频率加上中频，同时在混频器前端放置低通滤波器来滤除 IF 以下的频率。

为了分辨频率上非常接近的信号(见稍后的“信号分辨”一节)，有些频谱仪的中频带宽窄至 1 kHz，有些达到 10 Hz 甚至 1 Hz。这样的窄带滤波器很难在 5.1 GHz 的中心频率上实现，因此必须增加另外的混频级(一般为 2 至 4 级)来把第一中频下变频到最后的中频。图 2-5 是一种基于典型频谱分析仪结构的中频变换链。

图 2-5. 大多数频谱分析仪使用 2 至 4 个混频步骤以达到最后的中频。

对应的完整的调谐方程为：

可以看出它与仅仅使用第一个中频的简化调谐方程得到一样的结果。虽然图 2-5 中只画出了无源滤波器，但实际还有更窄中频级的放大。基于频谱仪自身的设计，最终的中频结构可能还包括对数放大器或模数转换器等其他器件。

大多数射频频谱分析仪都允许本振频率和第一中频一样低，甚至更低。由于本振和混频器的中频端口之间的隔离度有限，故本振信号也会出现在混频器输出端。当本振频率等于中频时，本振信号自身也被系统处理并在显示器上出现响应，就像输入了一个 0 Hz 的信号一样。这种响应称为本振馈通，它会掩盖低频信号。所以并不是所有的频谱仪的显示范围都能包含 0 Hz。

中频增益

再看图 2-1，结构框图的下一个部分是一个可变增益放大器。它用来调节信号在显示器上的垂直位置而不会影响信号在混频器输入端的电平。当中频增益改变时，基准电平值会相应的变化以保持所显示信号指示值的正确性。通常，我们希望在调节输入衰减时基准电平保持不变，所以射频衰减器和中频增益的设置是联动的。

在输入衰减改变时，中频增益会自动调整来抵消输入衰减变化所产生的影响，从而使信号在显示器上的位置保持不变。

信号分辨

中频增益放大器之后，就是由模拟和/或数字分辨率带宽(RBW)滤波器组成的中频部分。

模拟滤波器

频率分辨率是频谱分析仪或信号分析仪明确分离出两个正弦输入信号响应的能力。傅立叶理论告诉我们正弦信号只在单点频率处有能量，好像我们不应该有什么分辨率问题。两个信号无论在频率上多么接近，似乎都应在显示器上表现为两条线。但是超外差接收机的显示器上所呈现的信号响应是具有一定宽度的。

混频器的输出包括两个原始信号(输入信号和本振)以及它们的和与差。中频由带通滤波器决定，此带通滤波器会选出所需的混频分量并抑制所有其他信号。由于输入信号是固定的，而本振是扫频的，故混频器的输出也是扫频的。若某个混频分量恰好扫过中频，就会在显示器上将带通滤波器的特性曲线描绘出来，如图 2-6 所示。链路中最窄的滤波器带宽决定了总显示带宽。在图 2-5 所示结构中，该滤波器具有 22.5 MHz的中频。

图 2-6. 当混频分量扫过 IF 滤波器时，显示器上描绘出滤波器的特性曲线。

因此，两个输入信号频率必须间隔足够远，否则它们所形成的迹线会在顶部重叠，看起来像是只有一个响应。所幸的是，频谱分析仪中的分辨率(IF)滤波器可调，所以通常能找到一个带宽足够窄的滤波器来分离频率间隔很近的信号。

是德科技频谱分析仪或信号分析仪的技术资料列出了可用的 IF 滤波器的 3 dB 带宽，以便描述频谱仪分辨信号的能力。这些数据告诉我们两个等幅正弦波相距多近时还能依然被分辨。这时由信号产生的两个响应曲线的峰值处有 3 dB 的凹陷，如图 2-7 所示，两个信号可以被分辨。当然这两个信号还可以再近一些直到它们的迹线完全重叠，但通常以 3 dB 带宽作为分辨两个等幅信号的经验值。

图 2-7. 能够分辨出间距等于所选 IF 滤波器 3 dB 带宽的两个等幅正弦信号。

如果采用标准(正态)检波模式(见本章后面的“检波类型”)，需要使用足够的视频滤波平滑信号迹线，否则因两个信号相互作用就会有拖尾现象。虽然拖尾的迹线指出了存在不止一个信号，但是很难测定每路信号的幅度。默认检波模式是正峰值检波的频谱仪显示不出拖尾效应，可以通过选择取样检波模式来进行观察。

我们碰到更多的情况是不等幅正弦波。有可能较小的正弦波被较大信号响应曲线的边带所淹没。这种现象如图 2-8 所示。顶部的迹线看起来是一个信号，但实际上它包含两个：一个频率为 300 MHz(0 dBm)，另一个频率为 300.005 MHz(-30 dBm)。在去除 300 MHz 的信号后，较小的信号才会显示出来。

分辨率滤波器的另一个技术指标是带宽选择性(也称选择性或形状因子)。带宽选择性决定了频谱仪分辨不等幅正弦信号的能力。是德科技频谱分析仪的带宽选择性通常指定为 60 dB 带宽与 3 dB 带宽之比，如图 2-9 所示。是德科技分析仪中的模拟滤波器具有 4 个极点，采用同频调谐式设计，其特性曲线形状类似高斯分布4。这种滤波器的带宽选择性约为 12.7:1。

那么，假定带宽选择性是 12.7:1，若要分辨频率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的两个信号，应如何选择分辨率带宽呢?

图 2-8. 低电平信号被淹没在较大信号响应曲线的边带里

图 2-9. 带宽选择性：60 dB 带宽与 3 dB 带宽之比

一些老式频谱分析仪或信号分析仪对于最窄的分辨带宽滤波器采用 5 个极点从而改善带宽选择性至 10:1。新型分析仪通过使用数字 IF 滤波器可以达到更好的带宽选择性。

由于我们关心的是当分析仪调谐至较小信号时对较大信号的抑制情况，因此不需要考虑整个带宽，而只需考虑从滤波器中心频率到边缘的频率范围。为确定在给定频偏时滤波器边带下降了多少，使用如下方程：

图 2-10. 带宽为 3 kHz(上方迹线)不能分辨出较小信号，带宽减小到 1 kHz(下方迹线)时则能分辨

数字滤波器

一些频谱分析仪使用数字技术实现分辨率带宽滤波器。数字滤波器有很多优点，例如它能极大地改善滤波器的带宽选择性。是德科技公司的 PSA 系列和 X 系列分析仪实现了分辨率带宽滤波器的全部数字化。另外像 Keysight ESA-E 系列频谱仪，采用的是混合结构：带宽较大时采用模拟滤波器，带宽小于等于 300 Hz 时采用数字滤波器。

剩余 FM

最小可用分辨率带宽通常由分析仪中本振(尤其是第一本振)的稳定度和剩余调频决定。早期的频谱仪设计使用不稳定的 YIG (钇铁石榴石)振荡器，通常具有大约 1 kHz 的残余调频。由于这种不稳定性被传递给与本振相关的混频分量，再将分辨率带宽减小至1KHz以下是没有意义的，因为不可能确定这种不稳定性的准确来源。

不过，现代分析仪已经极大的改善了残余调频。比如是德科技高性能 X 系列信号分析仪具有 0.25 Hz(标称值)的剩余调频;PSA 系列频谱分析仪为 1 至 4 Hz;ESA 系列频谱仪为 2 至 8 Hz。这使得分辨率带宽可以减小至 1 Hz。因此，分析仪上出现的任何不稳定性都是由输入信号造成的。

相位噪声

没有一种振荡器是绝对稳定的。虽然我们看不到频谱分析仪本振系统的实际频率抖动，但仍能观察到本振频率或相位不稳定性的明显表征，这就是相位噪声(有时也叫噪声边带)。

它们都在某种程度上受到随机噪声的频率或相位调制的影响。如前所述，本振的任何不稳定性都会传递给由本振和输入信号所形成的混频分量，因此本振相位噪声的调制边带会出现在幅度远大于系统宽带底噪的那些频谱分量周围(图 2-11)。显示的频谱分量和相位噪声之间的幅度差随本振稳定度而变化，本振越稳定，相位噪声越小。它也随分辨率带宽而变，若将分辨率带宽缩小 10 倍，显示相位噪声电平将减小 10 dB5。

图 2-11.只有当信号电平远大于系统底噪时，才会显示出相位噪声

相位噪声频谱的形状与分析仪的设计，尤其是用来稳定本振的锁相环结构有关。在某些分析仪中，相位噪声在稳定环路的带宽中相对平坦，而在另一些分析仪中，相位噪声会随着信号的频偏而下降。相位噪声采用 dBc(相对于载波的 dB 数)为单位，并归一化至 1 Hz 噪声功率带宽。有时在特定的频偏上指定，或者用一条曲线来表示一个频偏范围内的相位噪声特性。

通常，我们只能在分辨率带宽较窄时观察到频谱仪的相位噪声，此时相位噪声使这些滤波器的响应曲线边缘变得模糊。使用前面介绍过的数字滤波器也不能改变这种效果。对于分辨率带宽较宽的滤波器，相位噪声被掩埋在滤波器响应曲线的边带之下，正如之前讨论过的两个非等幅正弦波的情况。

一些现代频谱分析仪或信号分析仪允许用户选择不同的本振稳定度模式，使得在各种不同的测量环境下都能具备最佳的相位噪声。例如，高性能 X 系列信号分析仪提供 3 种模式：

– 距载波频偏小于 140 kHz 时的相位噪声优化。在此模式下，载波附近的本振相位噪声被优化，而 140 kHz 之外的相位噪声不具备最优特性。

– 距载波频偏大于 160 kHz 时的相位噪声优化。这种模式优化距载波频偏大于 160 KHz 处的相位噪声。

– 优化本振用于快速调谐。当选择这种模式，本振的特性将折衷所有距载波频偏小于 2 MHz 范围内的相位噪声。这样在改变中心频率或扫宽时允许在最短的测量时间内保证最大的测量吞吐量。

图 2-12a. 相位噪声性能在不同测量环境下的优化

图 2-12b. 距载波频偏为 140 kHz 处的详细显示

高性能 X 系列信号分析仪的相位噪声优化还可以设为自动模式，这时频谱仪会根据不同的测量环境来设置仪器，使其具有最佳的速度和动态范围。当扫宽 > 44.44 MHz 或分辨率带宽 > 1.9 MHz 时，分析仪选择快速调谐模式。另外，当中心频率< 195 kHz 或当中心频率 ≥ 1 MHz 且扫宽 ≤ 1.3 MHz、分辨率带宽 ≤ 75 kHz 时，分析仪自动选择最佳近端载波相位噪声。在其他情况下，分析仪会自动选择远端最佳相位噪声。

在任何情况下，相位噪声都是频谱分析仪或信号分析仪分辨不等幅信号能力的最终限制因素。如图 2-13所示，根据 3 dB 带宽和选择性理论，我们应该能够分辨出这两个信号，但结果是相位噪声掩盖了较小的信号。

图 2-13. 相位噪声阻碍了对非等幅信号的分辨

扫描时间

模拟分辨率滤波器

如果把分辨率作为评价频谱仪的唯一标准，似乎将频谱仪的分辨率(IF)滤波器设计得尽可能窄就可以了。然而，分辨率会影响扫描时间，而我们又非常注重扫描时间。因为它直接影响完成一次测量所需的时间。

考虑分辨率的原因是由于中频滤波器是带限电路，需要有限的时间来充电和放电。如果混频分量扫过滤波器的速度过快，便会造成如图 2-14 所示的显示幅度的丢失。(关于处理中频响应时间的其他方法，见本章后面所述的“包络检波器”。)如果我们考虑混频分量停留在中频滤波器通带内的时间，则这个时间与带宽成正比，与单位时间内的扫描(Hz)成反比，即：

通带内的时间 =

许多模拟分析仪中所采用的同步调谐式准高斯滤波器的 k 值在 2 至 3 之间。

图 2-14. 扫描过快引起显示幅度的下降和所指定频率的偏移

我们得出的重要结论是：分辨率的变化对扫描时间有重大影响。老式模拟分析仪通常都能按 1、3、10 的规律或大致等于 10 的平方根的比率提供步进值。所以，当分辨率每改变一档，扫描时间会受到约 10 倍的影响。Keysight X 系列信号分析仪提供的带宽步进可达 10%，以实现扫宽、分辨率和扫描时间三者更好的折衷。

频谱分析仪一般会根据扫宽和分辨率带宽的设置自动调整扫描时间，通过调节扫描时间来维持一个被校准的显示。必要时，我们可以不使用自动调节而采用手动方式设定扫描时间。如果所要求的扫描时间比提供的最大可用扫描时间还短，频谱仪会在网格线右上方显示“Meas Uncal”以表示显示结果未经校准。

数字分辨率滤波器

是德科技频谱分析仪或信号分析仪中所使用的数字分辨率滤波器对扫描时间的影响与之前所述的模拟滤波器不同。对于扫描分析，利用数字技术实现的滤波器在不进行更深入处理的条件下，扫描速度提高至原来的 2 至 4倍。

而配有选件 FS1 的 X 系列信号分析仪利用编程方法可以校正分辨率带宽在大约 3 kHz 至 100 kHz 之间时扫描速度过快的影响。因此取决于特定的设置，扫描时间可以从秒级缩短到毫秒级。见图 2-14a。不包括校正过程的扫描时间将达到 79.8 秒。图 2-14b 显示了分析仪配有选件 FS1 时，扫描时间达 1.506 秒。对于这些最宽的分辨率带宽，扫描时间已经非常短。例如，在 k = 2、1 GHz 扫宽、1 MHz 分辨率带宽条件下，使用公式计算得出扫描时间仅为 2 毫秒。

对于较窄的分辨率带宽，Keysight 频谱分析仪或信号分析仪使用快速傅立叶变换(FFT)来处理数据，因此扫描时间也会比公式预计的时间短。由于被分析的信号是在多个频率范围中进行处理，所以不同的分析仪会有不同的性能表现。例如，如果频率范围为 1 kHz，那么当我们选择 10 Hz 的分辨率带宽时，分析仪实际上是在 1 kHz 单元中通过 100 个相邻的 10 Hz 滤波器同时处理数据。如果数字处理的速度能达到瞬时，那么可以预期扫描时间将缩短 100 倍。实际上缩减的程度要小些，但仍然非常有意义。

图 2-14a. 20 kHz RBW、未配有选件 FS1 时的全扫宽扫描速度

图 2-14b. 20 kHz RBW、配有选件 FS1 时的全扫宽扫描速度

包络检波器

老式分析仪通常会使用包络检波器将中频信号转换为视频信号7。最简单的包络检波器由二极管、负载电阻和低通滤波器组成，如图 2-15 所示。示例中的中频链路输出信号(一个幅度调制的正弦波)被送至检波器，检波器的输出响应随中频信号的包络而变化，而不是中频正弦波本身的瞬时值。

对大多数测量来说，我们选择足够窄的分辨率带宽来分辨输入信号的各个频谱分量。如果本振频率固定，频谱仪则调谐到信号的其中一个频谱分量上，那么中频输出就是一个恒定峰值的稳定正弦波。于是包络检波器的输出将是一个恒定(直流)电压，并没有需要检波器来跟踪的变化。

不过，有些时候我们会故意使分辨率带宽足够宽以包含两个或更多的频谱分量，而有些场合则别无选择，因为这些频谱分量之间的频率间隔比最窄的分辨率带宽还要小。假设通带内只含两个频谱分量，则两个正弦波会相互影响而形成拍音，如图 2-16 所示，中频信号的包络会随着两个正弦波间的相位变化而变化。

分辨率(中频)滤波器的带宽决定了中频信号包络变化的最大速率。该带宽决定了两个输入正弦波之间有多大的频率间隔从而在经混频后能够同时落在滤波器通带内。假设末级中频为 22.5 MHz，带宽为 100 kHz，那么两个间隔 100 kHz 的输入信号会产生 22.45 和 22.55 MHz 的混频分量，因而满足上述标准，如图 2-16 所示。检波器必须能够跟踪由这两个信号所引起的包络变化，而不是 22.5 MHz 中频信号本身的包络。

包络检波器使频谱分析仪成为一个电压表。让我们再次考虑上述中频通带内同时有两个等幅信号的情况，功率计所指示的电平值会比任何一个信号都要高 3 dB，也就是两个信号的总功率。假定两个信号靠得足够近，以致分析仪调谐至它们中间时由于滤波器的频响跌落而引起的衰减可以忽略不计。(对于这里所讨论的内容，我们假设滤波器具有理想的矩形特性。)

那么分析仪的显示将在任一信号电平 2 倍的电压值(大于 6 dB)与 0(在对数标度下为负无穷大)之间变化。记住这两个信号是不同频率的正弦信号(矢量)，所以它们彼此之间的相位也在不断变化，有时刚好同相，幅值相加，而有时又刚好反相，则幅值相减。

因此，包络检波器根据来自中频链路的信号峰值(而不是瞬时值)的变化而改变，导致信号相位的丢失，这将电压表的特性赋予了频谱分析仪。

数字技术实现的分辨率带宽滤波器不包括模拟的包络检波器，而是用数字处理计算出 I、Q 两路数据平方和的方根，这在数值上与包络检波器的输出相同。

一种频率范围从零(直流)到由电路元件决定的某个较高频率的信号。频谱仪早期的模拟显示技术用这种信号直接驱动 CRT 的垂直偏转，因此被称为视频信号。

显示

直到 20 世纪 70 年代中期，频谱分析仪的显示方式还是纯模拟的。显示的迹线呈现连续变化的信号包络，且没有信息丢失。但是模拟显示有着自身的缺点，主要的问题是处理窄分辨率带宽时所要求的扫描时间很长。在极端情况下，显示迹线会变成一个在阴极射线显像管(CRT)屏幕上缓慢移动的光点，而没有实际的迹线。所以，长扫描时间使显示变得没有意义。

是德科技(当时是惠普的一部分)率先提出了一种可变余辉存储的 CRT，能在它上面调节显示信息的消退速率。如果调节适当，那么在旧迹线刚刚消失的时刻新的迹线恰好出现以更新显示。这种显示是连续、无闪烁的，而且避免了迹线重叠带来的混淆。它的效果相当好，但是针对每个新的测量状态需要重新调整亮度和消退速度。