电力操作电源主电路参数设计

[b]引言 [/b]随着电力电子技术的发展，移相全桥软开关控制技术逐渐应用于电力操作电源中，因为它不但可以减少电源的开关损耗、电磁干扰，还能改善电路的输出特性，提高电路的效率、稳定性和可靠性。在移相全桥软开关电力操作电源研究中，涉及了很多方面，如主电路的参数选择与设计、控制电路的设计、防电磁干扰的设计以及参数的影响等，本文在此只分析电力操作电源主电路参数设计。 图1 操作电源模块原理框图 [b]电力操作电源工作原理 [/b] 本电源模块的原理框图如图1所示，三相交流输入电源经输入三相整流、滤波变换成直流，全桥变换电路再将直流电变换成高频交流电，然后经高频变压器变压隔离、经整流器整流、滤波器滤波转换成稳定的直流输出。电源主电路采用移相ZVS全桥软开关变换电路，每一个桥臂采用两个功率管并联。 该变换器在一个变换周期内共有12种工作状态，4个开关管轮流导通，实现零电压开通和零电压关断，从而降低了功耗。同时为了抑制直流分量，采用了隔离电容；为了减小占空比，采用了饱和电感，使电源工作更加可靠。 [b]电源主电路参数的设计 [/b] [b]主电路设计主要指标 [/b] 1. 输入三相交流电压： ， 2. 输出直流额定电压：220V，在180V"320V范围内连续可调 3. 输出电流：10A 4. 输出最大功率：3200W 5. 输出纹波系数：≤0.2% 6. 工作频率：34KHz 7. 综合效率：≥90% [b]输入滤波电容的选择 [/b] 大功率开关电源采用三相380V交流电输入，经全桥整流后得到脉动的直流电压，输入滤波电容Cin用来平滑这一直流电压，使其脉动减小。 相电压有效值: =304V－437V 为了保证整流滤波后的直流电压最小值Vin(min)符合要求，每个周期中Cin所提供的能量约为： 经整理后，可得输入滤波电容为： 。 [b]谐振电感的设计 [/b] 设计谐振电感时，为了实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足下式： 其中，Lr是谐振电感，I是滞后开关管关断时原边电流的大小，CMOS是开关管漏-源极电容，Vin是整流滤波后的直流电压。 在实际设计中，考虑到滞后管在1/3满载以上时实现零电压开关，Vin应取最大值，同时，负载电流为1A时，滤波电感的电流ILf临界连续，也就是说，其脉动量ΔiLf为2A。在1/3负载时， (A)，开关管IXFX2780Q的漏-源电容CMOS=750pF，Vin(max)=618V，Lr=39%26;micro;H。 本谐振电感磁芯选用西门子公司的G42型号罐型磁芯，取气隙δ=2mm，那么根据公式： 式中：%26;micro;0是导磁率，大小为4π%26;#215;10-7H/cm；Ae为磁芯的导磁截面积，大小为388mm2。将μ0、Ae和δ代入式上式，可得：绕组匝数N=4。实际中，用6根线径0.62mm的导线绞结绕制而成。 [b]高频变压器设计 [/b] 1. 主变压器原副边变比 设计高频变压器时，原副边变比应尽可能大一些，同时，变压器的变比应按最低输入电压Vin选择。这里假设副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压VS(min)的大小： 其中，Vo(max)是最高输出电压；VD是输出整流二极管的通态压降；VLf是输出滤波电感上的直流压降。 故变压器原副边变比为： 2. 磁芯的材料选择 变换器中，高频变压器传递的是频率为34KHz以上的前沿陡峭的高频方波电压。因此，变压器磁芯采用的是西门子公司生产的N27系列铁氧体材料。由于本电源输出功率为2.2kW，根据磁芯规格和功率关系，可采用PM74型号的磁芯。根据B"H温度特性曲线，在本设计中选用的最大工作磁通密度BM为： 3. 原边和副边匝数 选定N27系列的PM74型号磁芯后，则副边就可以由下式确定： 式中Ae为磁芯的有效导磁截面积。 查手册可知，Ae=790mm2，Vs(min)=Vin(min)/K=396V，所以可得出Ns=20，采用Ns=21，根据变比K=1，同时根据应使变压器变比最大的原则，取原边匝数Nf=23。 4. 确定变压器绕组导线线径和股数 确定绕组的导线线径时，应使用电流有效值： 同时，也要考虑导线的集肤效应，在34KHz频率下，穿透深度Δ=0.35mm，因此，绕组应选用线径小于0.70mm的铜导线。若电流密度取4A/mm2，则导线截面积为： 查表，可选用6根线径为0.62mm、截面积为0.3019mm2的导线绞结绕制。同时，因变压器原边和副边都是一组绕组，变比为1，即原边也用6根线径为0.62mm的导线绞结绕制而成。 5. 校核窗口面积 因为Nf=23，Ns=21，A1=6%26;#215;0.62=3.7mm2=A2，可以估算窗口面积S0≥790mm2(磁芯面积)，可得占空系数Km为： 这说明所设计的变压器的窗口面积能容纳所有绕组。 [b]输出电感的设计 [/b] 从输出滤波器侧来看，PWM 型DC/DC全桥变换器实际上类似于一个降压变换器，只不过它的工作频率为开关频率的2倍。因此，在设计PWM 型DC/DC全桥变换器的输出滤波电感和输出滤波电容时，可以选用降压变换器的计算公式，但要将其开关频率fs改变为2fs。输出电感可按下式计算： 本电源输入电压最高为618V，输出电压最低为180V，设Vlf+VD≈5V时，经计算：Lf=920%26;micro;F。 (1-Ip:2A/div 2-Up:200V/div t:10us/div) (1-Is:2A/div 2-Us:200V/div t:10us/div) 图2 变压器初级电流/电压波形 图3 变压器次级电流/电压波形 [b]输出滤波电容的选择 [/b] 根据实际要求，纹波系数要≤0.2%，由于本电力操作电源额定输出电压为220V，则输出电压的纹波副值ΔVout<0.44V，考虑到功率开关管开/关和输出整流二极管开/关时造成的电压尖峰以及直流母线电压残留的纹波，可令输出电压的交流纹波为：=100mV，而Io=10A，最小的输出电容可用下式计算： Io：输出电流；△Vout：允许的输出电压纹波峰峰值；f：工作频率。 这样算出的电容值是最小值，考虑到实际需求，选择560mF/400V的输出滤波电容。 [b]主功率器件和 输出整流二极管的选择 [/b] 通常，开关管和整流二极管的选取取决于它的电压应力与电流应力。依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级，并预留1.5"2倍的电压和2"3倍的电流裕量。由于整流滤波后的直流电压最大值为618V，变压器原边电流最大值为Ip=12A/K=12A，所以功率管采用IXYS公司生产的IXFX27N80Q功率管，额定电压为800V，额定电流为27A。 因为变压器副边采用全桥整流电路，整流管上承受的最大反向电压为VVD=618V，而整流管流过的最大电流为：I0VDmax≥2I0max=24A，所以选取IXYS公司生产的DSEI30二极管，能承受的最高电流为26A(高于2倍的输出额定电流)，最大反向电压1200V。 [b]实验结果及分析 [/b] 为了考察选择的参数是否达到了设计的要求，本文利用TDS3012记忆示波器采集了变压器初次级电压/电流波形和次级整流器输出波形进行分析。 图2给出了输入交流电压380V，输出220V/6.5A时的变压器初级电压/电流波形。从图中可以看出，初级变压器的电压波形很纯净，原边电流也因为有谐振电感的存在，没有了传统硬开关变换器所出现的开通电流尖峰。同时，原边电流在上冲或者下冲时斜率很大，很快上升到负载电流，说明谐振电感此时几乎处于饱和状态，导致占空比丢失大大减小。 图3给出了输入交流电压380V、输出为220V/6.5A时的变压器次级电压/电流波形。从图中可以看出，副边电流波形很纯净，并且在换向时，尖峰也没有原边电流那么大。同时，副边电压有少许振荡，这是由输出整流管的反向恢复和变压器的副边漏感造成的。 图4是次级整流器输出电压波形，由图中可以看出，次级回路输出电压几乎没有后沿尖峰，这也从侧面说明了主变压器漏感较小，以及磁芯用PM型可以减少漏磁。 [b]结语 [/b]在电力操作电源的研究中，主电路的设计对整个电源的性能起非常重要的作用。经实际测量得知，利用上述设计方法对主电路进行设计，整个电源的性能稳定，输出电压尖峰大大减小，效率较高。