带跳周期模式的高效升压DC/DC变换器

　　正常负载条件下，在每个振荡周期开始时，RS触发器被置位，从而导通功率开关管NS。当SLOPE_COMP的输出VISC超过IREG的输出VITH时，RS触发器复位从而关闭NS管。通过这种方式，误差放大器设置正确的峰值电流水平以使输出稳压。

　　2 跳周期模式电路设计原理与实现

　　2.1 跳周期模式电路设计原理

　　在负载足够小时，开关变换器进入跳周期模式。在该模式下，一部分开关周期被忽略，即开关管和芯片内部部分电路停止工作，从而达到降低损耗的目的。跳周期模式电路的基本工作原理如图2所示。

　　在轻负载情况下变换器只有比较稀疏的脉冲群，在脉冲群与脉冲群之间变换器进入空闲（IDLE）状态，开关管和整流管都关断，电路空闲不工作，电感电流为零，通过输出电容上存储的能量为负载供电。随着输出电容的放电，输出电压下降至低于下限阈值电压VTH-时，变换器重新工作，产生一些脉冲群，对负载供电，并对输出电容充电，使得输出电压上升，直到其达到上限阈值VTH+时，又进入IDLE状态。随着负载电流的下降，变换器被忽略的脉冲越多，IDLE时间越长，开关损耗越低。

　　基于以上原理，设计芯片的Skip Mode控制电路。首先要解决的问题是如何判断轻载。一种简单的方法是直接检测输出VOUT，如果负载很轻，则负载消耗的电流就会小于电感所提供的电流，输出电压VOUT就会相对较高。但是直接检测VOUT并不合算，可以利用EAMP的输出VE信号，当VE偏低时，就证明VOUT偏高，也就是负载轻。另外就是设置Skip Mode控制的上下门限阈值VTH+和VTH-。这可以通过具有双阈值的迟滞比较器来实现。设计的Skip Mode控制电路示意图如图3所示。[page]

　　电路中迟滞比较器SKIP_COMP的两个翻转阈值分别为VT+和VT-。当负载较轻时，VOUT略有上升，导致EAMP的输出VE下降，当其下降到SKIP_COMP的低阈值VT-以下时，表示负载很轻，进入Skip Mode工作模式。此时，首先将开关管关断，并停止振荡器的工作，然后等待反转保护比较器IR的输出IR负跳变（此时表明电感电流已经全部释放），将整流管关断，并将SLEEP信号置高，进一步关断芯片中其他部分电路。由于开关管、整流管都关断了，输出电容对负载供电，输出电压缓慢下降。直到输出电压下降到VTH-以下，EAMP的输出VE大于VT+，SLEEP信号变低，振荡器恢复工作，其输出CLK正跳沿触发开关管导通，变换器恢复工作，对负载和电容充电，使输出电压上升，直到上升到VTH+，又进入关断模式。

　　2.2 跳周期比较器电路设计

　　设计的跳周期比较器电路如图4所示。

　　图4中，VB是由偏置模块产生的偏置电压，VDDA是由内置电源模块产生的稳定电压。电流源P8、P9对R1供电，由P8、P9、R1、N7共同决定翻转阈值VT+和VT-。N7处于关断状态时确定翻转阈值VT-，VT-=R1×I2；N7导通时确定翻转阈值VT＋，VT＋=R1×(I1+I2)。当0ET-时，SKIP为高电位，使SLEEP为高电平，进入Skip Mode控制模式，此时，SKIP0为高电位，N7导通，比较器的翻转阈值变为VT＋；直到输出电压下降使VE上升到VT＋时，SKIP变为低电位，使SLEEP变为低电位，进入正常开关模式，此时N7关断，比较器的翻转阈值又变为VT－。

　　3 电路仿真

　　此变换器芯片典型应用电路如图5所示。

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　　用Hspice对系统进行了仿真，仿真结果显示，由于SOFTSTART电路的引入，有效地消除了启动时的浪涌电流。室温、20mA负载、输入电压为3.3V、输出电压为12V时的瞬态特性仿真结果显示输出电压纹波较小，约为6mV。

　　电路变换效率仿真结果如图6所示，图6(a)是引入了跳周期模式后变换器的效率仿真曲线，图6(b)是未引入跳周期模式变换器的效率仿真曲线。仿真结果显示，负载电流在5mA以下属于轻负载区，这一区域效率比较低，但由于引入了跳周期模式，该段效率下降不算太严重。随着负载的增大，效率曲线呈上升趋势，当负载电流在10mA以上时，是芯片理想工作区域，该段基本保证效率在70%以上。

　　本文讨论了PWM型升压变换器的设计，并重点分析了升压变换器在轻载下如何通过引入跳周期模式来提高效率。提出的跳周期模式电路设计思想简明，电路实现简单，仿真结果表明在轻载下，跳周期模式变换器可显著提高变换器的效率。该设计对于待机状态频繁的应用具有很好的工程应用价值。