安森美案例：双开关正激转换器及其应用设计

　　单开关(或称单晶体管)正激转换器是一种最基本类型的基于变压器的隔离降压转换器，广泛用于需要大降压比的应用。这种转换器的优点包括只需单颗接地参考晶体管，及非脉冲输出电流减小输出电容的均方根纹波电流含量等。但这种转换器的功率能力小于半桥或全桥拓扑结构，且变压器需要磁芯复位，使这种转换器的最大占空比限制在约50%。此外，金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)开关的漏电压变化达输入电压的两倍或更多，使这种拓扑结构较难于用在较高输入电压的应用。

　　正激转换器中，变压器的磁芯单方向磁化，在每个开关周期都需要采用相应的措施来使磁芯复位到初始值，否则励磁电流会在每个开关周期增大，经历几个周期后会使磁芯饱和，损坏开关器件。相对而言，如果有磁芯复位，电流就不会在每个开关周期增大，电压会基于励磁电感(Lmag)反相并使磁芯复位。图1以单开关正激转换器为例，简要对比了无磁芯复位与有磁芯复位的电路图及励磁电感电流波形。

　　有3种常见的标准磁芯复位技术，分别是三次绕组，电阻、电容、二极管(RCD)钳位和双开关正激。三次绕组磁芯复位技术的电路示意图参见图1b)，这种技术能够提供大于50%的占空比，但开关Q1的峰值电压可能大于输入电压的2倍，而且变压器有三次绕组，使变压器结构更复杂。RCD钳位磁芯复位技术也能使占空比大于50%，但需要写等式和仿真，以检验复位的正确性，让设计过程更复杂。RCD钳位技术的成本比三次绕组技术低，但由于复位电路中的钳位电阻消耗能量，影响了电源转换效率。

图1：正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比。

　　与前两种磁芯复位技术相比，双开关正激更易于实现，而且开关Q1上的峰值电压等于输入电压，降低了开关所承受的电压应力。这种技术需要额外的MOSFET (Q2)和高端驱动器，且需要2个高压低功率二极管(D3和D4)，参见图2。双开关正激技术的每个开关周期包含3步：第1步，开关Q1、Q2及二极管D1导通，二极管D2、D3及D4关闭；第2步，开关Q1、Q2及二极管D1关闭，而二极管D2、D3及D4导通；第3步，开关Q1、Q2及二极管D1仍然关闭，二极管D2仍然导通，而二极管D3及D4则关闭。

图2：双开关正激转换器电路原理图。

　　当然，采用这种技术后，转换器就成了双开关正激转换器，它不同于单开关正激转换器，不需要特殊的复位电路就可以保证可靠的变压器磁芯复位，可靠性高，适合更高功率等级。

　　NCP1252双开关正激转换器演示板规格概览

　　NCP1252是安森美半导体新推出的一款改进型双开关正激转换器，适合于计算机ATX电源、交流适配器、UC38XX替代及其它任何要求低待机能耗的应用，相关能效测试结果将在后文提及。这器件也是一种固定频率控制器，带跳周期模式，能够提供真正的空载工作。此外，NCP1252具有可调节开关频率，增强设计灵活性；还带有闩锁过流保护功能，能够承受暂时的过载。其它特性还包括可调节软启动时长、内部斜坡补偿、自恢复输入欠压检测等。

　　NCP1252与市场上不含输入欠压检测 、软启动及过载检测的UC384x系列器件相比，提供这系列器件所不包含的这些功能(额外实现成本为0.07美元)，降低成本并提升可靠性。

　　安森美半导体基于NCP1252构建的演示板规格包括：

• 　　输入电压范围：350至410 Vdc；
• 　　输出电压：12 Vdc，精度±5%；
• 　　额定输出功率：96 W (8 A)；
• 　　最大输出功率：120 W (每分钟持续5秒)；
• 　　最小输出功率：真正空载(无假负载)；
• 　　输出纹波：50 mV峰值至峰值；
• 　　最大瞬态负载阶跃：最大负载的50%；
• 　　最大输出压降：250 mV (5 µs内从输出电流=50%到满载(5 A到10 A))。

　　NCP1252应用设计：功率元件计算

　　1) 变压器匝数比、占空比及励磁电感

　　首先计算变压器在连续导电模式(CCM)下的匝数比N。

　　根据等式(1)可以推导出等式(2)：

　　(1)

　　(2)

　　其中，Vout是输出电压，η是目标能效，Vbulk min是最小输入电压(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是变压器匝数比。

　　相应我们也可以验证出高输入线路电压(410 Vdc)时最小占空比，见等式(3)：

　　(3)

　　为了恰当地磁芯复位，需要极小的励磁电流来对绕组电压反相。根据经验法则，励磁电流为初次峰值电流(Ip_pk)的10%。其中，Ip_pk取值0.94，这数值的计算过程参见后文。变压器励磁电感的计算见等式(4)：

　　(4)

　　2) LC输出滤波器

　　首先选择交越频率(fC)。因开关噪声缘故，fC大于10 kHz时要求无噪声布线，难于设计。故不推荐在较高的频率交越，直接选定fC为10 kHz。

　　如果我们假定由fC、输出电容(Cout)及最大阶跃负载电流(ΔIout)确定出ΔIout 时的最大压降(Vout)为250 mV，我们就能写出下述等式：

　　(5)

　　(6)

　　我们选择的是2颗松下FM系列的1,000 µF@16 V电容。从电容规范中解析出：

　　Ic,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃

　　RESR,low = 8.5 mW @ TA = +20  ℃

　　RESR,high = 28.5 mW @ TA = -10  ℃

　　接下来，以DIout = 5 A 来计算DVout ，见等式(7)：

　　(7)              

　　这里有一个经验法则，就是选择等式(6)计算出来的值一半的等效串联电阻(ESR)电容：RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。这个规则考虑到了电容工艺变化，以及留出一些电源在极低环境温度条件下启动工作时的裕量。

　　最大峰值到峰值电流(ΔIL)的计算见等式(8)：

　　(8)

　　要获取输出电感值，我们能够写出关闭时间期间的降压纹波电流等式：

　　(9)

　　对等式(9)进行转换，就可以得到等式(10)，最终我们选择27 µH的标准值。

　　(10) 

　　输出电容的均方根电流(ICout,rms)计算见等式(11)：

　　(11)

　　其中，额定电感时间常数(τ)的计算见等式(12)：

　　(12)