电源变换器中电流模式和电压模式相互转化

目前，电压模式和电流模式是开关电源系统中常用的两种控制类型。通常在讨论这两种工作模式的时候，所指的是理想的电压模式和电流模式。电流模式具有动态响应快、稳定性好和反馈环容易设计的优点，其原因在于电流取样信号参与反馈，抵消了由电感产生的双极点中的一个极点，从而形成单阶的系统；但正因为有了电流取样信号，系统容易受到电流噪声的干扰而误动作。电压模式由于没有电流取样信号参与反馈，系统也就不容易受到电流噪

 然而，在实际的应用中，通常看似为电压模式的开关电源系统，即系统没有使用电流取样电阻检测电流信号，但也会采用其它的方式引入一定程度的电流反馈，从而提高系统动态响，如：利用输出电容 ESR 取样加入平均电流模式，通过输入电压前馈加入电流模式。另一方面，看似为电流模式的开关电源系统，在输出轻载或无负载时，系统会从电流模式进入电压模式。在使用大的电感时，或在占比大于 0.5 加入斜坡补偿后，系统会从电流模式向电压模式过渡。本文将讨论这些问题，从而帮助工程师在遇到系统不稳定的时候从理论上分析，找到解决问题的办法。

1 电压模式的工作原理

电压模式的控制系统如图 1 所示。反馈环路只有一个电压环，电压外环包括电压误差放大器，反馈电阻分压器和反馈补偿环节。电压误差放大器的同相端接到一个参考电压Vref，反馈电阻分压器连接到电压误差放大器反相端 VFB，反馈环节连接到 VFB和电压误差放大器的输出端 VC。输出电压微小的变化反映到 VFB管脚，VFB管脚电压与参考电压的差值被电压误差放大器放大，然后输出，输出值为 VC。

电压误差放大器输出连接到 PWM 比较器的同相端，PWM 比较器的反相端输入信号为斜波发生器的输出的连续锯齿波，由时钟同步信号产生。

每一个开关周期开始时，PWM 比较器的反相端电压为 0，PWM 比较器输出为高电平，高端的主 MOSFET 导通，电感所加的电压为正，电感激磁，电流线性上升；PWM 比较器的反相端电压所加的电压为时钟同步信号产生的锯齿波，电压从 0 开始上升。

当 PWM 比较器的反相端电压增加到等于电压误差放大器输出电压 VC时，PWM 比较器输出从高电平翻转，输出低电平，高端的主 MOSFET 关闭，低端的同步 MOSFET 或续流二极管导通，电感所加的电压为负，电感去磁，电流线性下降。下一个开关周期开始的时钟同步信号到来时，主 MOSFET 又导通，如此反复。

从电压模式工作原理可以看到，系统没有内置的限流功能保护电路，同时对输入和输出的瞬变响应缓慢。为了提高系统的可靠性，需要外加限流保护电路，注意到限流保护电路只起限流的作用，并不参与系统的内部的反馈调节。

图1：电压模式的控制系统图

电压模式为单反馈环控制系统，环路增益是输出电容 ESR 的函数,因此反馈补偿设计比较复杂，需要更多额外的器件仔细设计补偿环路，来优化负载瞬态响应。另外，需要电解电容或钽电容稳定控制回路以维持良好的高频响应；在相同均方根工作电流的需求下，相同电容值的电解电容或钽电容比陶瓷电容的体积更大，同时输出电压的波动也更大。同时，由于环路的增益是输入电压的函数,需要输入电压前馈。用于限流控制的电流检测缓慢不准确。如果多个电源和多个并联相位操作,需要外部电路进行均流控制。另一方面，由于电流信号不参与反馈，系统不会受到电流噪声的干扰。

电压模式的反馈设计通常取穿越频率为1/5-1/10的开关频率。环路补偿采用III类补偿网络：3个极点和2个零点 [1]。2个零点安排在L-C谐振双极点附近，以抵消双极点产生的相位延迟；低频积分电路用以提高的低频直流增益；2个高频极点以产年高频噪声衰减，保证在0dB穿越频率以上环路增益保持下降。

2 电流模式的工作原

电流模式的控制系统如图 2 所示。在电流模式的结构中，反馈有二个环路：一个电压外环，另一个是电流的内环。电压外环包括电压误差放大器，反馈电阻分压器和反馈补偿环节。电压误差放大器的同相端接到一个参考电压 Vref，反馈电阻分压器连接到电压误差放大器反相端 VFB，反馈环节连接到 VFB和电压误差放大器的输出端 ITH。若电压型放大器是跨导型放大器，则反馈环节连接到电压误差放大器的输出端 ITH和地。目前，在高频 DCDC 的应用
中，跨导型放大器应用更多。本文就以跨导型放大器进行讨论。输出电压微小的变化反映到VFB管脚， VFB管脚电压与参考电压的差值被跨导型放大器放大，然后输出，输出值为 VITH，跨导型放大器输出连接到电流比较器的同相端，电流比较器的反相端输入信号为电流检测电阻的电压信号 VSENSE。由此可见，对于电流比较器，电压外环的输出信号作为电流内环的给定信号。对于峰值电流模式，工作原理如下：在时钟同步信号到来时，高端的主开关管开通，电感激磁，电流线性上升，电流检测电阻的电压信号也线性上升，由于此时电压外环的输出电压信号高于电流检测电阻的电压，电流比较器输出为高电压；当电流检测电阻的电压信号继续上升，直到等于电压外环的输出电压信号时，电流比较器的输出翻转，从高电平翻转为低电压，逻辑控制电路工作，关断高端的主开关管的驱动信号，高端的主开关管关断，此时电感开始去磁，电流线性下降，到一个开关周期开始的时钟同步信号到来，如此反复 [2]。

图2：电流模式的控制系统图

电流模式的Buck变换器需要精密的电流检测电阻并且这会影响到系统的效率和成本，但电流模式有更多的优点：①反馈内在cycle-by-cycle峰值限流；②电感电流真正的软起动特性；③精确的电流检测环；④输出电压与输入电压无关，一阶的系统容易设计反馈环，动态响应快、系统的稳定余量大稳定性好，增益带宽大，即便是输出只用陶瓷电容，也容易设计补偿，补偿管脚只用简单RC网络就能对输出负载瞬态作出稳定响应；⑤精确、快速的电流均流，易实现多相位/多变换器的并联操作得到更大输出电流；⑥允许大的输入电压纹波从而减小输入滤波电容，提高了输入的功率因素；输出允许用陶瓷电容，因此这种模式更省空间、省成本、体积更小、价格更便宜。但是，峰值电流模式中占空比大于50%时，系统的开环不稳定，产生次谐波振荡；而且系统会受到电流噪声的干扰而误动作。

3 理的电压模式向电流电模式转化

3.1 1 理想电压模式中输出电容 ESR 取样形成的平均电流模式理想的电压模式

在一定的反馈网络参数下，很难在整个电压输入范围和输出负载变化范围内都能稳定的工作。输出负载变化可以通过加大输出电容同时使用 ESR 值大的电容来优化其动特性，尽管这样做导致系统的成本和体积增加，同时增大输出的电压纹波。 通常，从直观上理解，输出电容 ESR 和输出电容形成一个零点，对于电流模式，这个零点不是必需的，因为电流模式是单阶的系统，而且这个零点导致高频的增益增加，系统容易受到高频噪声的干扰。所以电流模式或者使用 ESR 极低的陶瓷电容，使 ESR 零点提升到更高的频率，就不会对反馈系统产生作用，或者再加入一个极点以抵消零点在高频段的作用，加入极点的方法就是在 ITH 管脚并一个对地的电容。

电压模式是 LC 形成的二阶系统，这个零点的引入可以一定的程度上抵消 LC 双极点的一个极点，使其向单阶系统转化。ESR 越大，作用越明显。因此电压模式输出电压通常使用 ESR大的电容。

另一方面，注意到，输出电压为：

VCO为输出电容的容抗上的电压，∆IL为电感的纹波电流，∆IL= α •Iout，α 为电流纹波系数，一般取 0.2 ~ 0.4。

输出电压的小信号值为： 

若 ESR 小，式中后面的一项基本可以忽略；但是，由于电压模式通常使用 ESR 值较大的输出电容，这样 ESR 就不可以忽略，由于 ESR 的作用，相当于在输入电压的反馈信号中引入了一定程度的电流模式，电流模式反馈量为： ∆(ESR • α • Iout )

输出电容的 ESR 将采样的电流信号送到电压误差放大器的输入端，和输出电压信号加在一起，经过电压误差放大器放大，再送到 PWM 比较器，其工作的原理相当于平均电流反馈。在电压模式中，使用 ESR 大的输出电容，相当于引入一定程度的平均电流模式，从而增加系统对输出负载变化的动态响应，提高系统的稳定性。

3.2 理想电压模式中输入电压前馈形成的电流模式

对于输入电压的变化，目前通常采用输入电压前馈技术，来提高系统对输入电压变化的响应。输入电压前馈如图 3 所示。图中的实线锯齿波为内部时钟信号产生的斜率固定为 k 的正常锯齿波，在没有电压前馈时，产生的占空比为 d • Ts ，则有以下公式：

 Vc = k • d • Ts

输入电压前馈就是在内部锯齿波上加入随输入电压变化的斜坡，或者从 VC信号减去此斜坡。当输入电压突然增加时，内部锯齿波和外加斜坡之和的波形为图 3 中的虚线所示。

若外加斜坡的斜率为 ks ，则总的斜率为：k + ks ，注意到：ks ∝ Vin ，也就是 ks = k Vin •Vin ，所以此时的占空比为：

即：占空比随输入电压的增加立刻而减少，系统提前对输入电压变化做出相应的响应。

图3：电压模式的电压前馈

若不考虑效率，由功率平衡可以得到：Vin • Iin = Vout • Iout ，所以有；

从上式可以看到，所加的输入电压前馈信号也就是输入的电流信号。事实上可以这样理解：输入电压前馈技术也就是在理想的电压模式中，叠加一定的电流反馈，以形成一定的电流反馈，从而增加系统对输入电压变化的响应。

4 理想的 流模式向电 压模式转化

4.1 轻载时电流模式趋向于电压模式电压模

电源系统进入轻载或空载时，变换器通常工作在突发模式和跳脉冲模式 [3]。对于跳脉冲模式，变换器进入非连续电流模式，高端的开关管的开通时间为控制器所设定的最小导通时间，同时在有一些开关周期，高端的开关管不导通，也就是屏蔽，或跳去一些开关脉冲，以维持输出电压的调节。注意到：在轻载或空载时，电流信号很小，系统也很难检测到电流信号，另一方面，由于高端的开关管的开通时间固定为最小导通时间，已不受电流检测信号
的调节，电流反馈事实上已经不起作用，也就不参与到反馈环节。系统此时工作于标准的电压模式。

对于突发模式，输出电压完全由滞洄比较器控制，滞洄比较器控制通过检测输出电压的变化，将输出电压设定在允许的上限和下限的范围内，系统此时也是工作于标准的电压模式。

4. 2使 大的电感值趋向于电压模式

输出电感的选择及设计是基于输出 DC 电压的稳态和瞬态的要求。较大的电感值可减小输出纹波电流和纹波电压，减小磁芯的损耗，但在负载瞬变过程中改变电感电流的时间会加长，同时增大电感的成本和体积。较小的电感值可以得到较低的直流铜损，但是交流磁芯损耗和交流绕线电阻损耗会变大。

同时使用大的电感时，电感电流的斜率减小，在理想的状态下，若电感值为无穷大，那么在整个开关周期，电感电流为直流值，电流检测信号就不在起作用，也就是标准的电压模式。因此使用的电感值越大，工作于电流模式的控制就越接近于电压模式，在负载瞬变过程中，系统动特性越差。因此对于电流模式，折衷的方法是选择电感纹波电流峰峰值在输出负载电流额定值的 20％到 40％之间。

4. 3斜坡补偿的电 模式趋向于为电压模式

理论上，当占空比大于50%时，电流模式就要加斜坡补偿，系统才能稳定的工作。否则，就会产生次谐波振荡。在实际的应用中，占空比大于40%时，就要加斜坡补偿。占空比大于50%时，斜坡补偿，由于电感充分激磁，而去磁不足，因此输出的电压将比预设定的值高，并将继续升高，直到较慢的电压控制回路调整电流设定点为止，然后输出电压又下降至低于期望值，形成次谐波振荡，其典型的特性就是在一个开关周期，脉冲宽度较宽，在下一个开关周期，脉冲宽度变窄，在每三个开关周期，脉冲宽度又变宽，如此反复。此时可以看到输出电压不稳定，有时还可以听到音频的噪声。

图4：斜坡补偿

图4中，红线斜坡补偿，实线三角形波为没有加斜坡补偿的电感的电流波形，虚线为加斜坡补偿的电感的电流波形。如果用下降沿的锯齿波电压，则其加在电压误差放大器的输出上，用以控制电流检测信号；如果用上升沿的锯齿波电压，则其加在电流检测信号上，然后与电压误差放大器的输出进行比较。注意到，内部的斜坡补偿将使总的电流斜坡减小，即斜坡补偿使真正的电感电流的斜率降低，从而促使变换器从电流模式向电压模式转化，所加的斜坡补偿越大，变换器越接近电压模式。同时，斜坡补偿也降低了电流环路的增益，降低的系统内部设定的限流点，使系统实际所加的负载电流值降低。