有源箝位反激变换器分析与设计

1. 引言

反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。

图1 有源箝位反激变换器电路拓扑

图2 有源箝位反激变换器原理波形

2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析

有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。七个开关状态为：

① t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电；

② t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升；

③ t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)；

④ t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC便获得了零电压开通(ZVS)；

⑤ t=t4～t5：t4时刻，SC关断，Lr与Cr谐振，在Cr放电期间u1仍然被箝位在-Uo(N1/N2)值上；

⑥ t=t5～t6：t5时刻，uDS=0，假定Lr储能大于Cr储能，足以使S体内寄生二极管Ds开通，Lr上电压箝位在Ui+Uo(N1/N2)值上，则副边整流二极管D中电流i2下降速率为

(Lm>>Lr)　　(1)

⑦ t6～t7：t6时刻S零电压ZVS开通，随着iLr上升，i2逐渐下降，t7时刻iLr已上升到磁化电流iLm值，i2=0，D反偏，u1由-Uo(N1/N2)变为Ui，随后Lm和Lr再次线性充电，新的PWM开关周期又开始了。

要实现功率开关S的ZVS开通，必须满足：①应在t5～t6期间加驱动信号，否则iLr过零变正后，Lr将再次对Cr充电，功率开关S便失去了ZVS条件。S开通与SC关断的间隔应有严格要求，其值应不超过Lr和Cr谐振周期的四分之一，即

    (2)

②SC关断时Lr储能应不小于Cr储能，以便能将Cr上电荷抽尽，即

    (3)

由上述分析可知，有源箝位反激变换器具有下列优点：①箝位电容Cc将变压器漏感中能量吸收并回馈到电网侧，消除了漏感引起的关断电压尖峰，功率开关承受最小电压应力；②箝位电容Cc和谐振电容Cr与谐振电感Lr谐振，使主辅开关均获得了ZVS开关；③谐振电感Lr使整流二极管D关断电流变化率减小，降低了D反向恢复引起的关断损耗和开关噪声。

3.关键电路参数设计

3.1磁化电感Lm

磁化电感Lm大小决定了CCM/DCM工作模式的边界条件，若系统工作在CCM模式，则

   (4)

式中，Pomin—电感电流临界连续时输出功率，Fs—开关频率

η—变换效率，D—开关S占空比

3.2谐振电感Lr与功率开关S

功率开关S和箝位开关SC电压应力为

  (5)

式中最后一项为引入谐振电感Lr而导致的功率开关电压应力的增加。

随着谐振电感Lr的引入，实际有效占空比略小于开关S驱动信号占空比D，丢失的占空比△D为

由式(3)可得

   (7)

式中Isp—功率开关峰值电流

而谐振电容电压为

  (8)

UCr是谐振电感Lr的函数，精确地求解式(8)比较困难。事实上，电压ULr与Ui+(N1/N2)Uo相比较小，因此功率开关S获得ZVS开通的Lr值可近似表示为

  (9)

谐振电感电流iLr（即变压器原边电感电流）为功率开关电流iS与箝位电容电流iC之和，其有效值为

3.3箝位电容Cc

Cc值的选取原则为：Cc与Lr的半个谐振周期应大大于功率开关S的截止时间，即

    (11)

箝位电容电压为原边绕组电压与Lr端电压之和，即

    (12)

箝位电容电流有效值为

3.4箝位开关Sc

箝位开关电压应力由式(5)决定。由式（11）有

通过箝位开关Sc的电流（和iC相同）近似为一个锯齿形波，峰值电流等于通过S的峰值电流，箝位开关Sc及其体内二极管Dc的导通时间均近似为（1-D）TS/2，因此Dc中电流平均值和Sc中电流有效值分别为

3.5整流二极管D

有源箝位反激变换器整流二极管D承受的电压应力与传统反激变换器相同，为Ui（N2/N1）+UO，但电流应力有很大区别。由于有源箝位支路的引入，虽然磁化电感工作在CCM模式，但D却工作在DCM模式，电流峰值IDp增大了，即

   (16)

D中电流有效值即为变压器副边电流有效值，即

3.6输出滤波电容Cf

输出滤波电容Cf的电流有效值为

4.试验结果

基于电流控制有源箝位反激变换器机内稳压电源设计实例：Ui=18～32VDC，三组输出Uo/Io=+15V/1.0A、-15V/0.2A、+5V/0.4A，额定输出功率20W，FS=300KHz，Dmax=0.6，η=78.5%，临界连续功率Po，min=1/6Pomax，Lm=52.3μH，Lr=2μH，Cc=0.47μF，Cf=100μF，功率开关S与箝位开关Sc均选用IRF530。+15V、-15V、+5V三组输出整流二极管分别为SR506、1N5819、1N5819，控制电路采用UC3843电流型PWM控制器。输入电压Ui=27V时，有源箝位反激变换器原理试验波形，如图4所示。由图4(a)可见，变压器漏感引起的关断电压尖峰被消除了，由图4(a)、(b)可见，主开关和箝位开关均实现了ZVS开关，由图4(f)可见，整流二极管关断时di/dt小。试验波形与图2所示理论分析波形完全一致。

5.结论

将有源箝位技术应用于反激变换器，可克服传统反激变换器的缺点，实现功率开关的ZVS开关；抑制功率开关的关断电压尖峰；降低副边整流二极管的关断损耗和开关噪声，从而可实现反激变换器的高变换效率、高功率密度。