在非连续传输的通信系统中，开关电源常常需要工作在一个相互矛盾的条件下，即要求输入和输出之间保持较高的隔离度和静态电流极低的待机模式。由于工作状态下消耗的功率远远高于待机功耗，这样的组合要求增大了设计难度。由于需要在隔离和低功耗之间进行折衷，目前商用化的电源模块几乎都不能满足这样的要求。

　　无线通信在过去5年发生了突飞猛进的增长，并将继续保持增长势头。除了GSM和3G移动通信系统，基于IEEE无线标准802.xx1各种版本的 Bluetooth、WiFi、Winmax和ZigBee等新兴通信技术也在不断发展。目前，包括小型无线监测和控制设备在内的监控需求越来越多，这样的设备必须满足苛刻的尺寸和功率要求。为了满足这些要求，集成供应商必须通过高度集成的芯片来降低系统尺寸2和功耗3,4。

　　无线设备供电电源的一项重要指标是延长电池的使用寿命，主要设计目标是在保证无线通信系统性能的前提下降低功耗。综合上述条件，需要考虑以下设计特点：

　　非连续收发；

　　电源滤波或稳压；

　　高效电路拓扑。

　　上述第一个特点取决于传输系统，第二个要求可以通过开关电源实现，而第三个要求则由开关电源本身的功耗决定，另外还需要尽可能减小待机功耗。因此，通过上述三个特点对系统进行优化设计。

　　非连续收/发

　　因为无线系统中，发送器和接收器耗电最大，很多设备采用了非连续发送/接收方案，以优化通信链路的空间接口资源和效率。由于无线通信单元不时连续工作，有利于降低整体功耗。

　　另一方面，非连续传输会在电源中引入较大的电压纹波和电流峰值5。偏置电压的稳定性会直接影响收发器的性能，电源电压的跌落将大大降低射频电路的工作指标，从而很难满足通信设备的规格要求。系统由蓄电池供电时，电池寿命和放电特性对负载的峰值电流也非常敏感。

　　电源滤波和稳压

　　电源可以通过一个大电容或其它技术进行滤波（参考文献6）。电源电压通过线性稳压器或开关电源进行调节，稳压不仅仅可以降低纹波还可以减小EMI，以保持无线设备的工作性能。

　　大功率电源拓扑

　　电源的效率非常关键，因此，需选择最佳拓扑的开关电源。表1列出了常见的商用化DC-DC转换模块的，但这些模块不能满足我们的目标需求：空载时保持超低功耗。即使是非隔离电源在空载时也会消耗相当大的电流，我们的目标是在空载条件下将电源电流限制在12mA以内，为了达到这一目标，我们把待机电流和静态电流按以下的方式划分：

　　静态电流是空载下保持稳压所需的电源电流；

　　待机电流是当电源不为系统提供稳压输出时的电源电流。

　　最后，我们还需要提供隔离，在恶劣环境下为系统可靠工作提供必要的保护。

　　当前技术水平

　　上述讨论表明为无线设备设计电源时需要考虑以下问题：

　　非常低的空载功耗；

　　隔离；

　　效率和尺寸。

　　基于上述三个条件，设计高效转换器时须注意以下三个方面：

　　隔离；

　　控制方法；

　　反馈回路的拓扑。

　　隔离

　　电源的输入和输出隔离是通过变压器实现的，对于逆变和反激拓扑，能量储存在变压器电感内，问题是如何提供变压器次级到原级的反馈。大多数系统通过使用额外的绕组或光耦实现。辅助绕组提高了复杂度，而且在低压输出以及负载变化时不能保证足够精确的输出电压。

　　电源系统稳定工作时，光耦需要稳定的电流流过原级LED。为优化系统，需尽可能降低该电流(图1)。通过减小低电流下光耦的转移系数(CTR) (10mA时63%，1mA时22%)，并降低光耦速度可以使这个电流达到最小。此外，还需要误差比较器、精密基准TLV431的电流，使其保持在最小值 (Ikmin = 100μA)。

　　图1. 输出分压电路产生误差比较器信号，用于隔离图3所示开关电源。

　　对于连接在基准输出的分压电阻R131和R137，为了减小电流须选择大阻值电阻。设计时需要考虑补偿输入电流和输入电容造成的延迟(这个问题可以通过电容分压解决)。由于输出电容(C47)很大，需要选择低ESR电容(钽、OsCon、有机铝电容等)。另外还要求电容具有极低的漏电流，应为漏电流(特别是在高温情况下)会产生很大的损耗(对于一个16V Kemet T495 100μF电容，IL在25°C 时等于16μA，85°C时会达到160μA)。

　　控制电路

　　最常见的电源拓扑是电流模式脉宽调制(PWM)，通过改变脉冲宽度控制电感的充电电流。负载较重时，通过加大脉冲宽度使电感储存更多能量(图2)。负载较轻时，通过减小脉冲宽度降低电感储能。对于低电流负载，电源工作在非连续模式，主要电流损耗源于电源本身。

　　图2. 脉宽调制器(PWM)控制产生控制电压(中线)和电感电流(底线)，以响应负载电流的变化(顶部)。

　　PWM最大的好处是固定频率，简化了EMI控制的电路设计，并可提高重载下的效率。其主要缺陷是在轻载或空载条件下相对电流损耗较大，因为调节器内部振荡器工作在固定频率(例如，UC3845在轻载下电流损耗为：Icc = 17mA)。图3为UC3845主控制器电压、电流反馈网络的典型电流损耗。

　　图3. PWM控制器(U41)利用光耦隔离产生变压器次级到原级的反馈。

　　反馈网络拓扑

　　电压反馈由流过光电晶体管(光耦U45内部)到R135的电流提供，R135需要尽可能大，以降低功耗，但还必须保持光耦正常工作的电阻值。

　　电流反馈通过R134的压降产生，为降低功耗，在该电压和基准(VREF = 5V，第8引脚)之间采用R125、R133分压，在ISENSE (第3引脚)端得到1V电压。分压电阻必须有足够大的阻值，以降低功耗；但还必须注意电阻与C53形成的RC滤波器不会影响电流信号。消耗在R126和 C46振荡器元件的功耗是不可避免的，因为需要始终保持输出电压。

　　更新方案进一步降低功耗

　　对于基于UC38C41或MAX5021 PWM控制器和TLV431C或MAX8515A精密基准设计的电源来说，通过几种渠道可以进一步降低功耗。可以选择合适的元件降低功耗。

　　误差比较器

　　通常选择TL431提供精密基准，但它不适合本设计，因为它所产生的电压(VA-Kmin = VREF = 2.5V，加上U45 LED和R124的压差)过于接近3.6V的输出电压。一种替代选择是使用MAX8515并联基准，其基准电压仅为0.6V，在-40oC至+85°C温度范围内能够保持1%的精度。对于低压输出应用，该款IC是最理想的选择，因为它没有上述高基准电压的限制(基准电压达到2.5V)。

　　该应用实例的另一选择是TLV431C并联型基准，可以从多家供应商获得，能够满足基准要求：VREF = 1.24V，0oC至+70°C范围可保持1%精度。分压网络电流固定在24μA，保证基准电流(温漂0.5μA)对输出电压没有明显影响。另外，须保证输入电容产生的信号延迟不会影响电路的正常工作。

　　PWM控制器

　　传统的UC3845（图3）控制器电流损耗大约为17mA (VFB和VSENSE = 0V)，对于本应用该电流过高，可以采用MAX5021代替。MAX5021的封装为SOT23-6，在同类IC中尺寸最小。它还具有最低工作电流 (1.2mA)，内置260kHz振荡器，0.6V的VISENSE，可以直接由光耦输入，其很多特性均可满足该类应用的要求。其不足之处是欠压保护门限 10Voff/24Von不适合12V输入的应用。另外，它具有极低的待机电流，非常适合高输入电压的场合。

　　最后可以考虑的一款 IC是UCC38C41，其欠压保护门限6.6Voff/7.0Von，典型电流损耗ICC = 2.3mA。电流检测电路消耗电流100uA，光耦消耗电流530uA。为了维持光电晶体管电流，LED需要至少1mA电流。所得到的电源尺寸大约 50x30mm，包括两个光耦，一个用于控制环路反馈，另一个用于检测输入端的电池电压。这个电源性能如下：

　　功率 = 3.6W；

　　输入电压范围：10V至15V；

　　标称输入电压Vin = 12V；

　　隔离(需要电流隔离)；

　　降压型反激拓扑；

　　电压和电流控制环路；

　　PWM控制模式；

　　开关频率是250kHz；

　　最大输出电流是1A；

　　输出电压是3.6V；

　　空载电流5.7mA。

　　测试结果

　　图4是用于几款无线模块的原形电路，工作在非连续模式，最大峰值电流为3A，最大平均电流为1A。为了减小最大峰值电流并解决由此带来的问题，设计时需要参考文献5和6讨论的相关技术。推荐使用大容值、低ESR电容。

　　图4. 该电路板包括图3所示电源的光耦隔离。

　　测试结果(表2和表3)没有包括输入滤波电路和保护电路的共模损耗。表2给出了不同输入电压下的空载电流。

　　最低电流可以达到5mA，这个值还可以进一步减小到3mA，但可能造成系统不稳定。为了防止自激并考虑元件的容差，为了留出一定的裕量，将最小电流设置在略高于5mA。如表3所示，在标称工作条件下，典型负载下，电路经过优化可以达到最高效率。图5给出了不同输出电流下的效率。

　　图5：图3所示电源的效率曲线，在标称12V输入电压、不同负载下效率非常稳定(曲线保持平坦)。

　　根据我们掌握的数据，目前商用化的、具有类似特性的隔离电源，其最小空载电流为20mA。利用常见的元器件，本文介绍的应用电路可以将静态电流降至5mA，由于我们12mA的设计目标。