大功率LED驱动电路研究设计

　　大功率LED以其高效率、无污染、长寿命等诸多优势正备受人们的青睐，但是大功率LED需要低电压、大电流的驱动电源，为了突出大功率LED的优势，就要求驱动电源具有较高的效率，较高的功率因数，并且可以过压、过流、过热保护。

　　1 原理与设计

　　本文所设计电路主要分为EMI模块、PFC变换器和DC/DC变换器三个部分，其中EMI模块采用双环滤波，达到了较理想的效果；采用飞兆FAN6961芯片作为PFC变换器的控制芯片，使用Boost变换，使功率因数得到提高；DC/DC变换器采用LLC谐振，以FSFR2100为控制器件，达到了较高的效率，其基本结构如图1所示。

图1 驱动电源设计结构

　　1.1 EMI模块

　　开关电源的干扰信号按传导模式可分为共模干扰信号和差模干扰信号。根绝其特点可粗略地划分为三个频段：

　　0.15~0.5MHz差模干扰为主；0.5~5MHz差、共模干扰共存；5~30MHz共模干扰为主。在设计时，如果哪个频段不达标，可针对该频段加强滤波效果。例如在0.15~0.5MHz频段不达标，可以加强差模干扰信号的抑制，增大电容Cx的值或添加差模扼流圈；如在5~30MHz频段不达标，可以加强共模干扰信号的抑制，增大Cy的值或增加共模滤波的级数。在抑制干扰信号时，重点还是放在共模干扰信号的抑制上。

图2 双环EMI滤波器

　　1.2 PFC变换器设计

　　1.2.1 Boost变换工作原理

　　Boost变换器亦称并联开关变换器。当驱动控制信号使开关晶体管VT导通时，能量从输入电源输入，并存储于电感L中，二极管VD反偏，负载由滤波电容C供给能量。

　　当VT截止时，电感L中的电流不能突变，它所产生的感应电势阻止电流减小，电势的极性左负右正。二极管VD导通，电感中储存的能量通过二极管VD流入电容C，并供给负载。

图3 Boost变换器电路结构

　　1.2.2 基于Boost的PFC变换器设计

　　我们可以看出在开关管导通期间，电感电压等于输入电压，电感电流随之线性增加，二极管D1截止，辅助绕组的电压随之增加，电流检测电阻的电压线性上升；当导通时间到达Ton时，开关管断开。当开关管断开时，电感电压降低，电感电流通过二极管D1流向负载，辅助绕组的电压随之降低，电流检测电阻上无电流流过，开关管再次开通前，电流检测电阻上电压已经为0；而零电流检测端电压波形与开关管驱动波形的脉冲刚好相反，当零电流检测端电压将为0时，开关管又开始导通，新一轮的周期开始。可以看出电路工作在临界导电模式下。

图4 FAN6961的外围电路

由下式我们得出开关管S的电流应力为：1.93A。

　知PFC级输出电压为=405V，经查得变压器输出端整流二极管FFPF12UP2ODN压降VF=1.15V，要求输出电压V0=50V则变压器匝数比n为：

式10

　　对于同样的规格，谐振电感和电容都可以取不同的数值，在这里Cr的取值有个下限，Cr的数值需使得串联的谐振槽可以恒定增益区间的工作，而选择较大的Cr会使得Cr上的电压应力降低。这样带来的问题是使得谐振槽的阻抗降低，这会影响短路时的性能。当谐振槽阻抗降低时，则会使短路时电流变大，而且为了限制短路电流，会需要更高的开关频率。这里选择为22nF耐压630V的电容。

　　由公式推导出：

式11

图7 LLC谐振变换器的典型增益曲线（k=8）

　　如图7振荡器的典型电压增益曲线所示，选取谐振频率为102kHz，并且在上一步中已经得出Cr=22nF，将这两个参数代入式（11）就可以得到：

式12

　　将k=8，Lr＝110μH代入式（13）：

式13

　　得：

式14

　　变压器的磁芯选择为EER3542（Ae＝107mm2）磁芯，从图7所示的增益曲线得到最小开关频率为77kHz，则变压器的初级最小线圈数为：

式15

　　选择次级线圈匝数为8 则初级线圈匝数为成立，故变压器的线圈匝数为：初级NP=36Ts，次级Ns=8Ts。

　　2 结语

　　本文所设计的大功率LED驱动电路所用到的元件较少，电路简单，创新性地利用FAN6961芯片将Boost电路和PFC模块相结合，并采用LLC谐振变换器，在保证较高效率的同时达到了较高的功率因数，大大减轻了电磁干扰，安全可靠。