一种改进型零电压开关PWM三电平直流变换器的研究

摘要：介绍了一种带输出饱和电感的移相零电压开关PWM三电平直流变换器，与传统的零电压三电平比较，它具有在较宽负载范围内实现零电压软开关；减小副边占空比丢失；减小输出二极管的寄生振荡及电压尖峰等特点。实验样机表明，该电路整机效率高，采用电流峰值控制后，系统的稳定性高，易于实现中大功率DC/DC变换。

关键词：饱和电感；零电压开关；三电平

A Zero-Voltage- Switching PWM Three- level DC/DC Converter Using Output Saturable Inductor

LIU Xue- chao, PAN Hong, ZHANG Bo 

Abstract:A novel phase- shift zero-voltage- switching PWM three- level DC/DC converter is introduced which contains two output saturable inductors, thus it can realize ZVS in wide output power range, reduce the secondary duty cycle loss and clamp the parasitic oscillation and voltage spike of the output diode. The prototype experimental results verify the DC/DC converter has a good efficiency and a high stability with the use of peak current control, which can realize high power conversion. 

Keywords: Saturable inductor; Zero-voltage- switching; Three- level

1  引言

    目前，在中大功率通信DC/DC电源中，三电平直流变换器（Three-Level DC/DC Converter）成为研究的热点[1][2]，该拓扑可以使开关管电压应力为输入直流电压的一半，这在有三相PFC输入的场合（输出直流一般为760～850V）是一个极大的优势，它可使低压开关器件用于高压上。实际上，三电平电路是半桥电路的延伸，但与半桥电路的硬开关相比，三电平变换器巧妙结合移相电路的特点，利用变压器漏感（或外加谐振电感）和开关管的寄生结电容谐振实现开关管的ZVS。

    与传统的移相全桥ZVS软开关一样，对于滞后臂软开关，传统的移相ZVS三电平很难在轻载时实现ZVS，并且存在占空比丢失的问题。针对ZVS三电平电路的不足，提出了零电压零电流（ZVZCS）三电平变换器[3]，其中两只实现开关管的ZVS，另外的两只实现开关管的ZCS。但是，电路均会由于输出二极管存在反向恢复问题，而引起输出电压振荡，使二极管承受很高的电压尖峰，而易损坏。

    本文提出一种带输出饱和电感及续流二极管的改进型ZVS三电平变换器。250W样机实验结果证明，它有效地克服了ZVS电路的不足之处，把三电平变换器和移相控制很好地结合在一起。与传统ZVS三电平比较，成本并不会提高很多，易于实现中大功率变换。本文将首先阐明它的工作原理，然后提出饱和电感的设计思路，以及峰值电流控制模式的稳定性分析，最后给出了实验的结果和波形。

2  工作原理

    图1中，Q1和Q4是超前桥臂，Q2和Q3是滞后桥臂，Cs是飞跨电容，Dc1和Dc2是箝位二极管，Lr为谐振电感，Ls1和Ls2为输出饱和电感，Ds为续流二极管。与传统的ZVS三电平比较，它增加了次级饱和电感Ls1、Ls2和输出续流二极管Ds。

图1  改进ZVS三电平电路

    一般移相三电平在一个完整的开关周期有12个开关状态，除了正半周和副半周的2个功率输出过程和2个箝位续流过程外，还有超前臂工作期间从死区时间开始的谐振和换流过程，以及滞后臂工作期间从死区时间开始的谐振和换流过程。

    为了实现ZVS软开关，超前及滞后臂都必须有足够的电感量来吸收开关管寄生电容和变压器分布电容上的电荷，如下式

     LI2>Cmos＋Ctr（1）

式中:L为总的参与谐振的电感；

     Cmos为两个开关管寄生电容的等效值；

     Ctr为变压器分布电容等效值。

    三电平零电压超前桥臂由于有励磁电感和输出电感折算值n2Lf参与谐振，因此有足够的能量在很宽范围内实现超前臂ZVS。但是，传统ZVS三电平在滞后臂谐振的时候两输出整流二极管同时处于续流状态，只有原边的谐振电感Lr参与谐振，输出电感和励磁电感都不参与谐振换流。由于Lr《n2Lf，相对于超前臂而言，滞后臂很难在宽范围内实现ZVS，同时在换流过程，ZVS电路会发生副边占空比丢失。

    加入输出饱和电感和续流二极管后，改变了滞后臂的换流过程，励磁电感将参与谐振换流。根据饱和电感的特性，在超前臂Q1和Q4在换流过程中与传统的ZVS三电平类似，此时饱和电感由于电流大，处于饱和低阻导通状态；滞后臂Q2和Q3换流时，初级电流降到励磁电流，输出整流二极管电流趋近于零，饱和电感很快退出饱和，呈现高阻断状态，输出电流全部流过续流二极管Ds，变压器转化为纯电感状态，从而启动励磁电感参与滞后臂的串联谐振。由于等效的谐振电感大大增加，在初级电流近似不变的条件下，根据式（1），滞后臂会有足够能量吸收寄生电荷，实现宽范围ZVS。同时在加入饱和电感后，由于滞后臂有励磁电感参与谐振，谐振条件与负载关系不大，所以在设计原边谐振电感时可以尽量减小该电感，这样，根据文献[2]对占空比丢失的讨论，可以减小副边占空比丢失。

    饱和电感的特性相当于磁开关，在电流小于Ic时，饱和电感不饱和，电感量很大，磁关断输出整流二极管，这样有效地阻挡了由输出二极管产生的反向恢复电流，从而减小了由二极管寄生电容和变压器输出漏感引起的电压振荡，同时减小电压尖峰。

3  饱和电感的设计

    本文讨论的是VITROPERM 6050Z钴基非晶磁芯，它的磁导率为2000～3000，具有非常低的磁芯损耗和非常高的矩形比，当电流在接近零时具有非常大的电感量。这个很大的电感量可以有效地阻挡由二极管产生的反向恢复电流。该磁芯在比较小的电流条件下就可以进入饱和。

    饱和电感的磁滞回线如图2所示，其工作过程如下：到达工作点1时（电流导通），磁芯处于饱和状态，具有非常低的电感量。当电流关断时，工作点到达剩磁点2。二极管的反向恢复效应使得电流向小于零的方向减小，这时，由于钴基非晶有非常高的磁导率，因此它的电感量很大，有效地抑制了二极管的尖峰电流，实现了二极管的软恢复。由于高电感值，阻止了磁芯工作在工作点3，而留在反向剩磁点4，然后被磁化开始下一个循环。

图2  磁滞回线

    一般来讲，饱和电感的磁通必须满足式（2）。

        φ·Sa≥π·trr·Vr·Io   (2)

式中：Sa为磁芯截面积；

      J为铜线电流密度；

      Fcu为铜线填充系数，对于绕线磁芯电感，取Fcu=0.3～0.4;对于铜线径磁芯电感，取Fcu=1；

      trr为输出二极管反向恢复时间；

      Vr为输出二极管反向电压；

      Io为输出电流。

    所以具有中等线电流密度(2A/mm2)的铜线径磁芯电感，式（2）可以简化为

      φ·Sa≥1.5·trr·Vr·Io  (3)

    饱和电感的线径dcu为

     dcu=    mm    (4)

    所以，绕线圈数N为

      N≥π·trr·Vr/φ    (5)

4  峰值电流控制的稳定性分析

4．1  峰值电流控制原理

    峰值电流型控制是20世纪80年代出现的新控制模式，它具有动态性能好；输出精度高；增益带宽大；瞬间限流保护等特点。目前许多移相控制ZVS多采用此控制系统。当然移相三电平ZVS也不例外。

    如图3所示，系统将代表开关管瞬态电流动态信号VL与一个固定开关频率、幅值很小的锯齿波信号Vm相叠加（锯齿波是斜率补偿，下面将会讨论），然后再与参考电压信号Ve进行比较，共同决定导通桥臂的移相角α。这样组成了一个电压外环，峰值电流内环的电流型控制系统。4个开关管的占空比D是固定保持在约50％的，只是导通桥臂移相角α决定了变压器能量转换的伏秒值，它是既与参考电压成正比，又与开关管的瞬间电流峰值相关，这样保证了开关管的瞬间电流峰值跟随参考电压的变化。该控制模式具有与移相控制结合的能力，并实现瞬间限流调整，可以对开关器件进行动态保护，同时也可以自动保持高频功率变压器的动态平衡。

图3  峰值电流的反馈电路

4．2  峰值电流系统斜率补偿的讨论

    在峰值电流型控制中存在一个比较突出的问题，即在连续模式移相占空比Dα>50％时，随着偏移量Δi变化，经过几个状态周期的推移，偏移量将会越来越大，这样闭环系统将进入不稳定，引起次谐波振荡，电感电流振铃等。为了保证系统稳定需要通过斜率补偿的方法来实现系统稳定，这样虽然牺牲了一些系统增益，但会使系统在移相占空比Dα>50％时保持稳定。系统稳定性与斜率补偿的关系如图4所示。以下是它的斜率补偿稳定分析。

（a）  一个周期的总图 

（b）  局部放大图

图4  斜率补偿图

    由几何关系可知

     Rf·Δi（0）=ac＋ce=ab·m＋ab·m1

    －Rf·Δi(Ts)=bf－bd=ab·m2－ab·m（6）

式中：m为补偿信号上升斜率；

      m1为电感检测电流上升率；

      m2为电感检测电流下降率。

所以，经过一个开关周期后，输出电感中电流的变化为

     Δi(Ts)=Δi（0）·   （7）

同理，经过n个周期后，输出电感的电流变化为

      Δi(n ·Ts)=Δi（0）·  （8）

要系统稳定，偏移电流量必须趋近于零，即

      =|Δi(n·Ts)|=0   （9）

故系统稳定的充要条件是

     <1（10）

因为在稳定条件下，D ·m1=(1－D)m2，消去m1，整理后，移相峰值电流控制系统稳定充要条件为

      （11）

    由式（11）可知，当没有斜率补偿时，即m=0，必须要求移相占空比Dα<0.5，这就是理论上不加补偿时，移相占空比Dα>0.5时系统将不稳定；在控制工程实际中，补偿斜率m一般取为m=(0.7～0.8)m2，这样既保证了系统符合稳定条件，又保证了系统动态指标。

5  实验结果

    综合考虑以上分析，研制了一台250W带输出饱和电感的三电平ZVS直流变换器。并比较了加入饱和电感和不加饱和电感时的特性。样机的实验参数如下：

    Vin=300V；f=100kHz；Vo=47～50V；Io=5A

主要器件设计参数如下：

    移相控制IC:UCC3895

    Q1～Q4:IRF840

    Cs:0.68μF/450V

    Tr:ETD40 PC40;Np:Ns=22:10

    Lf:190μH

    Lr:6μH G25－DF57

    Ls1;Ls2:10×8×46025Z  N=4

    C1000μF

    从实验波形图5、图6可以看到，在负载为5％Io的轻载条件下，超前和滞后桥臂基本可以实现ZVS软开关，并且波形比较干净，说明开关干扰很小，实现了软开关。同时开关管的电压应力仅为输入电压的一半，约150V。说明变换器顺利实现了ZVS三电平。

图5  超前臂在5％Io时vgs和vds波形(CH1-vds;CH2-vgs)

图6  滞后臂在5％Io时vgs和vds波形(CH1-vgs;CH2-vds)

    图7、图8比较了不带饱和电感和带饱和电感时输出二极管的波形（Io=5A）。可以看到，实际波形和理论分析相符合，加入饱和电感时有效降低了输出电压尖峰振荡，输出特性稳定，防止了输出二极管的过冲损坏。

图7  不加输出饱和电感时输出二极管两端波形(Io=5A)

图8  加入输出饱和电感时输出二极管两端波形(Io=5A)

    图9是带饱和电感原边电压波形(Io=5A)，波形与ZVS三电平理论分析一致。

图9  加入输出饱和电感时变压器初级电压波形（Io=5A）

    测试了此样机的效率特性，如图10所示，比较了带饱和电感和不带饱和电感时的效率曲线。加输出饱和电感时，整机效率要提高1％～3％。这是因为磁开关的作用，它减小了副边二极管的寄生振荡，阻止二极管的反向恢复电流。同时，由于在输出依靠外加续流二极管续流，谐振电感可以相应得到减少，减小了副边占空比丢失，这样也降低了原边换流时的损耗。另外证明加入的钴基非晶磁芯损耗很小。

图10  效率与输出负载的关系曲线(Vin=300V)

6  结语

    本文提出了改进型ZVS三电平直流变换器。理论和实验证明，采用输出饱和电感启动励磁电感，同时配合输入谐振电感实现ZVS三电平的新型电路，是一种简单、可靠、经济实用的零电压直流变换器。

    1）配合零电压软开关和三电平电路，集合它们的各自优势，在较宽负载范围内实现ZVS；

    2）有效降低输出二极管的电压尖峰和寄生振荡，减少副边占空比丢失，提高效率；

    3）容易实现峰值电流型的移相控制，控制策略简单，只要进行适当的斜率补偿，就可提高系统稳定性。