LLC型串并联谐振变换器的设计与实现

    1  引言

    重量轻、体积小、高效率的“绿色电源”已成为电源产品的发展方向。“软开关”技术是通过在开关电路中引入缓冲电感和电容，利用其谐振使得开关器件中电流或两端电压按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时使器件关断，当电压下降到零时使器件开通，即零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS）[1]。对于中小功率直流变换器而言，采用高频软开关技术控制的半桥拓扑易于实现高频化，减小变换器体积，进一步提高系统效率。

    LLC型串并联谐振变换器可实现在全电压范围及全负载条件下主功率管的ZVS和整流二极管的ZCS，效率较高，且有利于高频化[2,3]。

    2  电路工作原理

    半桥LLC串并联谐振变换器电路结构如图1所示，VT1、VT2组成上下一对桥臂，C1、C2和VD1、VD2分别为MOS管VT1、VT2的结电容和寄生反并二极管，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器激磁电感Lm构成谐振网络，Cr也起了隔直电

    容的作用。变压器副边为桥式整流，Co为输出滤波电容。

    LLC谐振变换器有两个本征谐振频率，定义由Lr和Cr发生谐振的谐振频率为： 

    由Lr、Lm和Cr发生谐振时的谐振频率为：

    变换器工作在fm

    电路工作可分为两个阶段：

    (1) 传输能量阶段：Lr和Cr流过正弦电流且ir>im，能量通过变压器传递至副边；

    (2) 续流阶段：ir=im，原边停止向副边传递能量，Lr、Lm和Cr发生谐振，整个谐振回路感抗较大，变压器原边电流以相对缓慢的速率下降。

    通过合理设计可以使MOS管实现ZVS，副边整流二极管在ir=im时电流降至零，实现ZCS。变换器工作在fm

    半桥LLC谐振电路是一非线性电路，采用基波法将其转换为一线性电路（如图3），推导得变换器直流增益Gdc为：

    其中x为开关频率fs相对于谐振频率fr的归一化频率；n为变压器原副边匝比；系数k是Lr把Lm归一化的量，定义k=Lm/Lr；串联谐振电路品质因数为Q。

    变换器能量传递主要由谐振网络从输入源侧传送到负载端，谐振网络是整个变换器设计的重点。而LLC谐振变换器各参数间关系及影响较两元件谐振变换器复杂，需在初步确定各参数值的基础上再进行整体优化。

    先根据电压增益和工作频率选取n，n需满足轻载下的最低直流增益要求。再根据式(3)在Vin最大且空载（Q=0）情况下须达到要求的Vo来选取k值。当n、k固定时，Gdc、x和Q的关系如图4所示。每条增益曲线随着频率的增大都是先

    增大后减小，在某个频率点处都有一拐点，且随Q的增大最大直流增益减小，拐点频率则增大。

    图5中im的仿真波形分别是在重载、额定载荷、轻载三种不同负载下得到的，从左到右负载变轻即Q减小，最右边电流波形（图中的实线）是近乎于空载的情况。Vin和x一定时，由于Q减小Lm两端电压增大（但ΔuL较小），im有所增大且

    变化较小，电流滞后于电压的相位角也增大，在负载很轻时（图中用实线表示），电流与电压之间的夹角将近90°。

    对于各Q值相应的Gdc曲线上的拐点，在此引入归一化输入阻抗： 

    式中Zn为归一化输入阻抗，Zin为谐振网络的输入阻抗，Zr为特征阻抗Zr=2πfrLr。当输入阻抗呈阻性时得：

    谐振网络工作在感性区时，电流滞后于电压，当一桥臂驱动信号由高电平变为低电平时，电流对上、下桥臂MOS管结电容充放电，使得另一桥臂零电压开通。x>xz时工作于感性区域，由式(3)和(5)得：

    Qmax是在输入阻抗为阻性时的值，工程上一般取5%的余量，即QZVS1=95%·Qmax。

    变换器从空载至满载均要实现零电压开关，则空载且Vin最大时仍需满足零电压开关的条件：

    其中Ceq为MOS管的寄生结电容，td为VT1、VT2均没有触发信号的死区时间。

    在fm

    图6表示n、Q一定，不同k值时Gdc曲线图，可见k值越小时相同频率变化范围内Gdc变化越明显，有利于宽Vin范围的调节；而k越小在一定程度上Lm越小，则由电流增加带来的开关管及变压器损耗的增加会影响变换效率。k值越大时最大Gdc越小，Vin较低时使得Vo无法满足设计要求，且k越大fm和fr间频率范围越大，不利于磁性元件的设计，需折中优化选取k值。

    根据上述步骤选定主要谐振参数后，结合各参数间的相互关系，可进行合理优化选取。

    本文选用L6599作为控制芯片，进行实验验证。L6599是意法半导体(ST)于2006年推出的专为串联谐振半桥拓扑设计的双终端控制器芯片 [5]，可直接连接功率因数校正器的专门输出，轻载时能让电路工作于突发模式，提高轻载时变换器的转换效率。芯片外围主要引脚设置见图7。

    样机的主要参数如下：

    Vin=270V±10%，DC

    Vo=±180V，DC

    Po=550W

    按上述方法选取n=0.4，k=6.5，Q=0.39，电路最小工作频率120kHz，谐振频率100kHz，谐振参数为Lm=130μH，Lr=20μH，Cr=0.15μF。

    Vin相同负载变化时，谐振网络的Zn、Gdc变化使得fs变化，实验波形如图8所示。

    (a) 轻载(b) 额定载

    Vin一定（输入为额定电压）、负载不同时，开关管ZVS的实现如图9所示。对于相同的Gdc，随着载变轻fs会相应提高，但根据设计仍能保证开关管的ZVS。

    (a) Po=100W(b) Po=550W

    Po相同而Vin不同时此样机在整个Vin范围内均可实现功率管的ZVS，见图10。

    (a) Vin=243V(b) Vin=300V

    由图9和图10可见，该样机在要求的电压和输出负载范围内均实现了开关管的零电压开通。

    谐振变换器正是靠改变fs来调节Vo的，图11(a)表示随着Vin升高fs变大；图11(b)则表示Vin时负载电流的增大而fs减小，与理论分析的基本一致。

    (a) Po=550W，不同Vin时开关频率曲线

    (b) Vin=270V，不同Po时开关频率曲线

    图11（a）Po =550W，不同Vin 时开关频率曲线；(b) Vin = 220V，不同Po时开关频率曲线

    图12(a)最高效率在95%以上，额定输出时效率为94.5%；在Po一定时，随着Vin的升高，Iin减小，开关管的导通损耗及变压器的铜损有所减小，变换器效率相应的有所提高，如图12(b)。

    (a) Vin=270V时不同Po的效率曲线

    (b) Po=550W时不同Vin效率曲线

    图12(a) Vin = 270V时不同Po 的效率曲线；(b) Po =550W时不同Vin的效率曲线

    5  结语

    本文介绍了LLC型串并联谐振半桥变换器的直流增益特性、谐振腔阻抗特性以及软开关实现的条件等，并根据分析给出主要参数设计方法，以及集成芯片L6599外围控制电路设计。最后调试完成550W样机一台，试验结果证明上述分析及设计方法的可行性。

    参考文献

    [1] 陈坚，电力电子学—电力电子变换和控制技术，北京，高等教育出版社，2002：289~314.

    [2] Lazar, J. F., Martinelli. R, Steady

    state Analysis of the LLC Series Resonant Converter, Applied Power Electronics

    Conference and Exposition. Vol.2, March 2001: 728~735.

    [3] Bo Yang, Fred C. Lee, Alpha J. Zhang, Guisong Huang, LLC Resonant Converter for 

    Front End DC/DC Converter, Applied Power Electronics Conference and Exposition. Vol.2, 

    March 2002: 1108~1112.

    [4] ROBERT L. STEIGERWAID. A Comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies

    [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1988, 4: 174-182.

    [5] LLC resonant half-bridge converter design guideline, Application Note 2450.

    作者简介

    沈萍：女，1982年生，硕士研究生，主要研究方向为功率电子变换技术。■