串并联谐振高压脉冲电容充电电源的闭环控制

1 引言
    高压脉冲电容能在很短时间内迅速释放其储存的能量，形成强大的冲击电流和冲击功率，因此广泛应用在激光核聚变、X光机、粒子束武器等领域。脉冲电容器的能量存储主要靠高压直流充电电源来实现。
    文献利用LC串联谐振电路研制了一台40 kW／10 kV数字化高频高压脉冲电容充电电源，重点对提高功率密度和安全性能方面进行了研究，但未考虑分布电容。文献基于移相闭环控制LCC串并联谐振设计了电火花加工电源，克服了传统电火花电源体积、重量大，效率低的问题，但谐振电流连续，开关损坏较大，未考虑功率输出。
    这里通过分析，研制了LC串联谐振变换器的实际电路，针对限功率条件下充电电流减小，利用率低，充电速度慢等问题，采用闭环控制策略对等效LCC串并联谐振电路进行控制，提高了充电速度和电源利用率，效果良好。

2 3 kWLC串联谐振电容充电电源
    交流输入整流后直流侧电压为200 V，电源输出电压7 kV，功率3 kW。由LC串联谐振特性，根据恒流、峰值限定和输出功率，计算选择电路参数为：开关周期Ts=100μs，谐振电容C1=1μF，谐振电感L=60μH，谐振周期，Ts>2T1，满足软开关条件。
2．1 谐振充电电源系统框图
    图1示出充电电源系统框图，系统分为主电路和检测控制电路。主电路220 V／50 Hz交流电压经过EMI滤波、全桥不控整流和LC滤波后得
到直流母线电压(AC／DC)，母线电压经过全桥逆变和谐振网络变为高频交流信号(DC／AC)，通过高频变压器升压和高压硅堆整流成高压直流(AC／DC)对高压脉冲电容负载充电。

    控制系统核心为TMS320F2812型DSP，实现与上位机串行通信、系统上电／断电控制、充电电压采集以及PWM驱动信号产生等功能。
2．2 充电电源主电路的实现
    按照串联谐振电源输出功率3 kW，输入功率至少为：Pin=Po／η=3．5 kW。根据此输入功率可计算输入整流桥和LC滤波电路部分参数，整流桥选择KBPC3006，30 A，600 V；滤波电容1 640μF，900 V；滤波电感20 mH，16A。
    逆变选用两个75 A／600 V SKM75GB063D型IGBT，该谐振电路实现软开关，开通和关断损耗均较低，因此IGBT缓冲电路参数可选择较小容量，RCD缓冲电路中缓冲电容选用聚丙烯薄膜低感电容，缓冲电阻选用低感或无感金属碳膜电阻，二极管为快恢复二极管。
    主电路中核心器件为高频高压变压器，其漏感和分布电容参与软开关谐振的工作过程，对电路有很大影响。需合理选择变压器匝数、变比、磁通密度以及绕组工艺。变压器工作频率约为20 kHz，为减小体积重量，铁心选择超微晶合金C型铁心，变压器功率3 kW，高压侧电压7 kV，变比1：35。
    高频变压器初级漏感外串电感作为谐振电感，共60μH，串联谐振电容选用高频无感金属化薄膜电容1μF／630 V。
2．3 充电电源控制电路的实现
    控制系统核心DSP选用TMS320F2812，32位定点DSP，该款芯片在C2000系列DSP中性能、资源、成本等方面综合占优势。
    用TMS320F2812事件管理器(EV)产生PWM信号，可编程软件控制死区。PWM信号有4路，两路为一对，信号相同，因DSP输出驱动能力不足，利用逻辑门极比较器等外部电路增强驱动能力。
    系统需检测高压脉冲电容负载的充电电压，用精密电阻分压器分压采集，信号需与控制电路隔离，采用线性光耦和精密运放组成信号隔离和调理电路，处理完的模拟信号送入A／D，光耦前后电路需要隔离电源。
    系统负载为高压脉冲电容，充电电压的斜率与充电电流成比例，可根据I=C△u／△t计算某一时间段的平均充电电流。

3 串联谐振实验效果及特性分析
    3kWLC串联谐振脉冲电容充电电源完成后调试正常，恒频条件下对600μF，15 kV高压脉冲电容进行7 kV充电实验，通过示波器得到图2所示恒频时谐振电流iL包络和充电电压Uo波形。

    由图2可见，充电到7 kV充电时间为22 s。由iL包络看出其峰值为35 A，峰值先稍微增大，到充电后期逐渐减小到零。
    对于电容性负载，，若电流恒定，则Uo上升速率不变，故Uo波形斜率可反映充电电流变化。图2中Uo波形斜率说明充电电流开始较大，0～4 kV阶段，电压变化率较小，充电电流变化较少，而在4～7 kV阶段，电流随着电压升高迅速减小，说明实际电路不是恒流充电的LC串联谐振电路，电路中高频变压器和整流硅堆存在分布电容，导致串联谐振电路变为LCC串并联谐振。
    系统实际等效电路如图3所示，其中，并联谐振电容C2等效为变压器和整流硅堆分布电容，L为谐振电感，C1为串联谐振电容。

    串并联谐振电路中，负载电容Co通过整流桥及变压器与C2并联，当C2两端电压使整流硅堆导通时，Co连接到电路中，电路为L和C1串联谐
振，谐振周期为T1。当C2两端电压小于等效负载电容电压，整流硅堆不能导通时，Co与电路断开，此时电路为L，C1和C2谐振，谐振周期为T2。随着Co电压的升高，Co连接到电路的时间减少，谐振周期逐渐减小，而LC串联谐振周期不变。图4示出2 kV，4 kV时iL与Uo波形，对比图4a，b得，随着Uo的升高，谐振周期变短，符合串并联谐振特点，证明实际电路为串并联谐振。

    恒频时充电电流逐渐减小，输出功率呈波峰状，输出功率最大为1．5 kW，远小于设计的3 kW。在充电开始后一段时间即达到最大值，然后输出功率逐渐减小。
    根据上述分析得出该电路存在的问题：①实际电路为LCC串并联谐振，随着Uo升高，充电电流减小，越到后期充电速度越慢；②由于充电电流减小，造成输出功率降低，达不到设计目标。
    针对以上问题，采用充电电流闭环控制策略可使充电电流维持恒定，实现理想LC谐振恒流充电。但从输出功率角度分析，电流闭环恒流充电输出功率曲线与电压相同，充电末期输出功率最大，在限制输入电源功率的场合，仅能按照最大功率值设计电源，而该电源只有在最后阶段才达到最大功率输出，电源利用率低，电源体积重量也较大。单纯的电流闭环并不是最佳的控制策略。根据实际LCC串并联谐振功率输出波峰状曲线，考虑使LCC达到较大功率后实现恒功率输出(例如按1．2kW)，不仅可以相对恒频控制提高充电速度，还能减小电源的功率等级，从而减小体积重量，适合限功率、小型化场合。

4 闭环控制策略及软件实现
    根据上述分析，在实际LCC串并联谐振电路中加入闭环控制策略，控制思想为：①充电开始阶段，采用电流闭环，使充电电流不变，为恒流控制；②根据功率变化曲线加入功率闭环，在电源充电达到设定功率后改变充电电流，维持该功率输出恒定，直到临近设定充电电压(95％)，此阶段为恒功率控制：③在充电电源临近设定充电电压时(95％)，为提高充电精度，采取降低开关频率，小电流充电，甚至可在达到充电电压时，根据系统泄漏电流保持电容电压恒定。
    系统实现闭环控制时，需要反馈量，此系统需要充电电流、输出功率和Uo。为简化，系统仅采集检测Uo，充电电流值根据Uo变化率计算得到，输出功率通过Uo和充电电流相乘得到。
    控制系统中，PI控制器因其控制简单迅速，能克服余差，有良好的控制效果得到广泛应用。图5为PI闭环控制软件流程图。

    将模拟PI控制变成采用DSP实现的数字PI后，控制性能更加灵活。数字PI控制器模型为：
    
    系统中因电流和功率控制要求不高，为防止频繁动作，电流闭环和功率闭环都采用带死区的PI调节器，在误差超出死区范围时才进行调节控制。
    软件实现时，充电启动命令，先对DSP的EV赋初值输出PWM开始充电，定时器0定时中断后，采集电容两端电压值U1，等待定时器0下一个定时中断，采集电容两端电压值U2，根据U1，U2，电容容量Co以及定时器0定时中断时间T计算充电电流和功率：
    Io=Co△u／△t=Co(U2-U1)／T，P=UIo=(U1+U2)Io／2       (3)
    计算出充电电流和功率后，判断如果未达到设定功率(1．2 kW)，采用电流PI控制算法，改变逆变部分开关频率和占空比，维持充电电流恒定；如果达到设定功率后，采用功率PI算法，改变逆变部分开关频率和占空比，使输出功率恒定。在未达到设定电压95％前，不断地循环采集计算，执行PI控制，到Uo达到设定电压95％，EV PWM赋初值，小电流充电，达到设定的Uo，PWM停止输出，完成充电。
    电容充电完成后，若没有立即释放，由于电容或放电回路存在泄漏电流，导致电容两端电压逐渐减小，如果要求电压精度较高，还可在充电末期加入小电流恒压，保持闭环控制。

5 闭环实验结果及分析
    完成软件编写调试之后，利用600μF，15 kV高压脉冲电容进行闭环控制充电的实验，设定Uo=7 kV，功率1．2 kW。图6a示出闭环后iL包络和Uo波形。对比图6a与图2可知，恒频时7 kV充电时间22 s，闭环后充电时间为17 s，充电速度明显变快。图6a中Uo波形前一阶段斜率基本不变，为恒流充电。

    根据实验数据记录得图6b所示闭环后Uo、充电电流Io和输出功率Po曲线，Po最大1．2 kW，在达到1．2 kW前Io基本恒定，充电到接近7 kV时Io改为小电流，Po下降。实验效果理想。
    采用闭环控制后，可实现1．2 kW恒功率输出，原设计的3 kW电源系统主电路参数均可减小，从而减小变压器、滤波元件、开关管等体积和重量，在设计其他电源时可减小电路功率等级，对电源的小型化和减轻重量有重要意义。
    需注意的是，闭环控制调节开关频率时，开关频率有一个限制范围，需保证满足IGBT的软开关。通过观察恒频控制时各个充电阶段的谐振周期，判断出谐振周期的变化范围，根据此变化范围来确定开关周期的变化范围，使开关周期大于2倍谐振周期，实现软开关。
    通过实验发现，恒频控制时充电后期谐振周期缩小到35μs，谐振正半周时间变化较小(分布电容较小)，故末期开关周期必须大于70μs，导通时间大于25μs，取开关周期最小为72 μs，导通时间最小为26μs(导通时间不变)，在PI控制过程中需要满足此限制，故系统需要既调节开关频率，又调节占空比。开关周期的最大限制可在满足应用的条件下选择合适的值。
    图6c示出采用闭环控制后充电到6 kV时的iL和Uo，由图中iL波形可见充电到6 kV时，谐振电流仍为断续，谐振正半周大概25μs，满足软开关。

6 结论
    实际的LC串联谐振电容充电电源都是LCC串并联谐振，采用闭环控制策略可改善LCC串并联谐振电路的性能，提高充电速度及电源利用率，降低电源功率等级，减小电源的体积和重量，适合限制功率，要求小型化的场合。