一种全桥同步整流器的设计及其应用

    桥式同步整流电路结构如图2所示，图中M1、M2、M3、M4为n沟道增强型功率MOS管，其中D1、D2、D3、D4为其寄生体二极管。图中左半部分为其驱动信号产生模块。

    为进一步提高电源变换器的效率，降低一次整流部分的损耗是提高电源变换器工作效率的一种有效途径。采用P-MOSFET管来实现整流功能的整流电路称为同步整流电路，P-MOSFET管不像二极管那样能自动截止反向电流，需要用P-MOSFET管来实现同步整流，必须控制P-MOSFET管的导通和关断，而P-MOSFET管的导通和关断又取决于它的栅极驱动信号。因此，在设计同步整流P-MOSFET管栅极驱动信号的大小和时序，要确保同步整流电路的正常工作。图3为相应开关管M1、M2、M3、M4控制信号S1、S2、S3、S4波形图。

    为防止开关管发生直通的现象，在上下桥臂的波形切换之间加入了死区时间Tdeadtime。
    因为工作频率在50 Hz，所以无需考虑其开关损耗。桥式同步整流电路中功率损耗主要发生在其导通的直流电阻RDS上，即P=(RDS×2)I2，图4给出了相应损耗功耗曲线。

    设全桥整流时整流桥的损耗功率P(VD)=2×I。设全桥同步整流时开关管的损耗功率P(VT)=Ron×I2。与全桥整流相比全桥同步整流所节省的功率损耗P(D)=P(VD)-P(VT)=2×I-Ron×I2。根据函数的增减性，当I=1／Ron时，P(D)可取得最大值。
1．2 相应参数计算
    此部分主要考虑将输入正弦波变为与之同步的方波，相应电路如图5所示。为防止整流开关管发生直通的现象，在上下桥臂波形切换之间加入了死区时间。引死区时间由过零比较电压时行设定，即电阻R1与电阻R2、R3与电阻R4的比值来确定。死区时间Tdeadtime在整个周期中所占的时间为
   
    其中，V1-1为同步交流信号的幅值；T为输入交流信号的周期。

2 实验部分
    分别对全桥同步整流的效率进行了测量与对比，并对其工程应用进行了实验与分析。
2．1 效率对比
    对相应电路进行了实验，实验中图2所示的同步开关管采用IRF4710，图5中所采用的电压比较器为LM339，为安全起见，图2中所示输入电压V1为与电网隔离的12 V。电压V1-1为与V1同步且与电网隔离的12 V，但经过分压处理。表1为二极管全桥整流与全桥同步整流在不同的负载情况下得到的效率。

    从表1中的相应数据可以看出，全桥同步整流的效率要比二极管全波整流效率高出近10％，与理论以及仿真分析的结果基本是一致的。
2．2 实际应用
    带阻性负载(3 Ω)时，其输入电压、电流波形如图6所示，输出电压波形图7所示。从图中可以发现其电压、电流波形相位比较接近，其输出电压呈脉动的直流。

    带感性负载(直流电动机)时，其输入电压、电流波形如图8所示，输出电压波形，图9所示。输入电流出现了能量的反向流动，且一些区域呈现了较大的电流尖峰。输出电压中也同样出现了幅值较大的尖峰电压。

    带容性负载(在23 Ω的负载电阻上并联一个470 μF的电容)时，其输入电压、电流波形如图10所示，输出电压波形图11所示。和带感性负载一样也出现了能量的回流现象，这主要是由于开关管的反向导通所致。但从图中可以发现其输入电流波形出现了严重失真，这在实际应用中是不允许的。

3 结束语
    通过对全桥同步整流器的原理分析，仿真分析以及实验电路，得到以下结论：(1)根据相应原理推导，可以看出只有当开关管M1，M2，M3和M4的导通电阻比较低时才会大幅度的降低全桥同步整流器的功耗损耗，即提高一定空间的效率。(2)对于负载而言，即后级而言。可以直接应用于带APFC的开关电源。当然也可以直接使用电阻性负载。(3)当加入电动机这样的感性负载时，会出现能量回流以及较大的电压、电流尖峰。(4)当加入电容这样的容性负载时，会出现较大电流的正反向流动而且输入电流波形出现严重失真。这样将会对供电电网造成一定程度的波动，实际应用中当然是不允许出现的。综上所述，(1)和(2)部分可以达到预期的要求，但是对于(3)和(4)部分还有待于进一步地研究。