开关电源IC中误差放大器的自激振荡原理及补偿解决方法

目前随着开关电源的广泛应用， 控制IC 作为开关电源的心脏在其中扮演着重要角色。开关电源的控制IC 一般都会包含一个误差放大器，用来将输出电压的偏移等进行放大以控制主开关电路的动作，实现稳压输出。这个误差放大器本身是一个运算放大器，在实际使用中会加入负反馈，而由于外部元件及PCB 等因素的影响，误差放大器有时会产生自激振荡，使开关电源不能正常工作。笔者分析了误差放大器加入负反馈时产生自激振荡的原理，并以UC3875 控制IC 为例设计了外部补偿电路，并进行了实验验证。

　　1 误差放大器产生自激振荡的原理

　　1.1 自激振荡产生的原因

　　加入负反馈后误差放大器的闭环增益G 的表达式为：

　　其中A 为开环增益，F 为反馈系数，AF 为环路增益。

　　由上式可知：当1+FA 趋近于0 时， |G| =∞。这说明即使无信号输入也会有波形输出，于是就产生了自激振荡。

　　放大器的增益和相位偏移会随频率而变化。当频率变高或变低时，输出信号和反馈信号会产生附加相移。如果附加相移达到±180°，则此时反馈信号与输入信号同相，负反馈就变成正反馈。反馈信号加强，当反馈信号大于净输入信号时，即使去掉输入信号也有信号输出，于是就产生了自激振荡。

　　即：

　　一个实际的运算放大器， 内部存在着许多天然极点，他们造成的附加相移会使输出的相位偏移超过-180°， 当使用负反馈时会使放大器产生自激振荡。因此运算放大器大多都有补偿端口或为了使用方便直接在内部进行了补偿，这些经过内部补偿的运算放大器一般会补偿到在增益0 dB 以上只有一个极点，单独使用时即使将其用作单位增益放大器也不会自激振荡。

　　1.2 负反馈放大电路稳定性的判定

　　判断自激振荡的方法首先是看其是否满足相位条件，只有满足相位条件才有可能产生自激振荡。即如果当附加相移φ=±180°时，环路增益|FA |≥1，那么电路就会产生自激振荡。

　　相反，如果当φ=±180°时，环路增益|FA| ＜1，那么电路就不会产生自激振荡。

　　2 UC3875 误差放大电路

　　2.1 UC3875 误差放大电路结构

　　UC3875 是TI 公司生产的一款移相全桥软开关控制器，广泛应用于ZVS 和ZCS 拓扑结构的大功率开关电源当中。它内部包含一个误差放大器，该误差放大器输出端的输出电压与斜坡发生器的输出电压进行比较从而产生移相信号。它的AB 和CD 两组输出可以分别设定死区时间，非常适合应用于全桥谐振开关电源。本文中所用UC3875 的误差放大器部分电路接法如图1 所示。

　　误差放大器的正相输入端接参考电压，输出端通过一个150 kΩ 电阻反馈到反向输入端，反相输入端通过一个470 kΩ电阻与输出电压采样电路相连。

　　当对开关电源进行调试时测量其输出，发现输出非常不稳定。而后用示波器对UC3875 的控制输出端OUTA 与OUTC 进行观察，如图2，发现输出的移相信号产生了大幅度抖动，致使开关电源输出变得不稳定。随后在对误差放大器的输出进行观察时发现误差放大器产生了振荡，在输出端产生了一个不太稳定的正弦信号（图3）。由于误差放大器的输出与斜坡发生器的输出电压比较之后产生移相控制信号，因此UC3875 的输出控制信号会产生大幅抖动。

　　2.2 UC3875 误差放大器振荡现象的分析

　　根据UC3875 的数据表可知其典型带宽与开环增益分别为11 MHz、90 dB。大多数控制IC 的误差放大器已经过内部相位补偿，且补偿到即使闭环增益为0 dB（此时反馈量最大）时也不会发生振荡。但是在实际使用中，由于外部元件等因素的影响， 有可能产生新的极点， 使电路附加相移超过-180°，从而发生振荡。

　　根据之前观察到的误差放大器输出端自激振荡波形可知其振荡频率大概在50 kHz 附近， 则此频率时附加相位φ≥-180°，且其开环增益要大于0 dB。根据这些条件可估算出外部电路产生的极点频率应该在5 kHz 附近，将其加入到误差放大器的增益与相位的频率特性简图中得到图4。其中P1 为内部补偿时设置的极点，P2 为外部电路产生的极点（图中用实线表示增益，虚线表示相位，图6 同）。

2.3 外部补偿网络的设计

　　由于零点能产生超前相移， 可抵消极点产生的滞后相移。因此如果在电路中加入补偿网络，设置一个零点将能够抵消外部电路产生的极点，从而抑制放大器的自激振荡。由于误差放大器没有设置补偿端口，因此补偿网络需要设置在外部。如图5 所示，在反馈电阻Rf两端并联一个电容Cf，由此可产生一个零点。通过恰当设置此零点的频率就可抵消新极点产生的附加相移，使总的相移不超过-180°。因为所估算的外部极点频率为5 kHz，所以零点频率就要设置在5 kHz 附近。

　　根据公式：

　　将fz=5 kHz 带入，可得Cf=212 pF。

　　选择Cf为220 pF 即可。由于在电路中放入电容Cf，因此将产生一个新的极点，它的频率为：

　　将数值带入上式可得新的极点频率为1.5 MHz， 这相当于将外部极点P2 移动到了如图7 所示的P2′的位置。

　　由图6 可以看出尽管在增益0 dB 以上存在两个极点，但是当增益降为0 dB 时，相移依然没有超过-180°，所以自激振荡条件就被破坏，电路不会产生自激振荡。同时从图上可以看到，使用这种方法时放大器的带宽损失很小。但是根据式（3）可以看出，新极点的频率与放大器的增益有关，如果放大器增益过小，则会因为极点向高频率移动距离太小而大大影响到补偿的效果。特别地当作为电压跟随器使用时（此时放大器输出与反相输入端直接相连，反馈电阻为零），新极点的频率不会向高频移动，则此电路就会完全没有效果。由于各种因素的影响以及估算的误差，实际的特性曲线会与理论有一些差距，因此所设置的零点还需要通过实验来进行调整（后面的实验也证实了这一点）。

　　3 外部补偿网络的实验验证

　　实验电路的连接依照图5 所示， 分别将容值为22 pF，100 pF，220 pF 的Cf接入电路中， 并观察UC3875 的控制输出波形。如图7 所示为使用22 pF 电容时的波形。此电路中由于所设置零点在极点之后距离较远的地方，波形抖动有一些减弱，但是其抖动幅度依然很大。

　　图8 为使用100 pF 电容时的波形，可以看到其抖动幅度大幅减小。此时电路中所设置的零点频率比较靠近极点位置，已经体现出振荡抑制的效果，但输出的振荡幅度仍很明显。

　　当更换为220 pF 电容时，波形的抖动基本消失。电路中零点位置在上文所估算的极点位置附近。通过对示波器上波形的仔细观察，仍然能发现极其微弱的抖动。这说明实际极点的位置与前面的估算值有些差距，因此在电路实际情况不是十分清楚的情况下，进行估算而得出的补偿网络参数还需要在实际实验中进行验证并调试。

　　考虑到实际应用中各种因素的影响以及估算的误差，需要在设计补偿网络时保持一定的裕量。因此将Cf选为470 pF，将其接入电路中后UC3875 的输出控制的波形如图9 所示，输出波形抖动已经完全消失，UC3875 已经稳定工作。对误差放大器的输出端进行观察后发现，其输出已经变成一条平直的直线。其输出电压的振荡完全消失。

　　4 结论

　　虽然目前很多通用运算放大器及开关电源控制IC 内部的误差放大器都进行了相位补偿，但是有时外部会产生新的极点使电路变得不稳定。笔者所采用的方法是使用一个零点对新极点进行抵消，从而使其稳定工作，使用这种方法基本不会损失运放的带宽，同时能起到良好的效果。采用这种补偿方法需要有一个前提条件，那就是放大器需要有比较大的闭环增益，这样才能产生比较好的效果。而在开关电源应用中，为了得到稳定的输出电压，内部误差放大器的闭环增益一般都会比较大，因此非常适合使用这种方法。