一种隔离式输出可调节的高频有源功率因数校正器的设计

PFC的英文全称为"Power Factor Correction",意思是"功率因数校正",功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。 基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因素值越大，代表其电力利用率越高。计算机开关电源是一种电容输入型电路，其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失，此时便需要PFC电路提高功率因数。为了提高电源的功率校正因数，国家强制电源厂家要为电源安装PFC电路以提高电源的转换效率，其实这一点在Intel的电源设计规范中也已经有了强行的规定。PFC电路分主动式(有源)PFC和被动式(无源)PFC两种。

1 UCC3857设计特点

UCC3857用隔离方式进行功率因数校正，其输出电压可调节，并能低于输入线电压;是单级功率变换器;IGBT实现零电流开关(ZCS);校正的功率因数大于0.99;属固定频率、平均电流型PFC控制器;改进的有效值前馈电压;软起动;电源电压范围9V~18V;具有两种封装形式。

UCC3857提供了隔离式Boost升压功率因数校正器所需的全部功能。该变换器的优点是隔离原边与副边，也能使输出直流电压低于输入电压。在要求高效率、高密集和高性能的应用场合，UCC3857是一种理想的器件。它的典型外围电路见图1.

UCC3857既有控制功能又为外部两个IGBT开关管和一个功率MOSFET管提供驱动信号，利用外部RC网络，可完全实现编程MOSFET驱动器的延迟时间。

IGBT实现了ZCS,故允许采用更高的开关频率和更小的磁性元件，并有更高的效率。UCC3857中的功率因数校正部分可采用平均电流控制方案。IC内部电路的变动，简化了PFC部分的设计，也改进了它的性能。

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件， 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。

控制器的改进包括：一个内设6bitA/D转换器，作为RMS入线电压检测;一个零负载功率电路和重要的较低工作电流。

上述措施简化了变换器设计，消除了前馈元件的二次谐波纹波，并提高了入线瞬态响应约6倍。因无需兼顾重负载时的功率因数，故零负载功率比较器在负载开路条件下可阻止能量传递。采用Unitrode公司的BCDMOS工艺(双极-CMOS-DMOS混合工艺)，能简化辅助仿真电源设计，实现了低起动电流和低工作电流。

UCC3857的两种塑封外部引脚安排见图2(a)和(b)。

2 UCC3857各引脚功能说明

AGND(6脚)：是IC内部基准电压和所有门限电压的参考点，除输出驱动器之外，也是其它电路的回归端，它与功率地PGND(17脚)短接。

CA(7脚)：内部电流环路误差放大器的反相输入端。

CAO(8脚)：内部电流环误差放大器的输出端。该输出电压的摆幅在0.2V~6.0V之间。它是PWM比较器的一个输入端。

VAO(11脚)：该脚是电压环误差放大器的输出端。它被UCC3857内部箝位在5.6V左右，并可在0.1V左右摆动。VAO脚电压低于0.5V时，将使MOSDRV(14脚)不能输出，并强迫IGDRV1(16脚)和IGDRV2(18脚)输出端为零。

CRMS(2脚)：用一只电容器接在CRMS与地之间，以平均半个周期内的AC交流线电压。该脚在IC内部接到RMS检测电路。

CT(20脚)：该脚对地接一只电容器，该电容器具有低ESR、低ESL特性，它与RT共同设置斜坡发生器的开关频率fsw≈0.67/(RT·CT)。

DELAY(12脚)：该脚经一只外部电阻器接至VREF(5脚)、并经一只电容器接至AGND,以设置MOSDRV输出级的重迭延迟时间。去掉接AGND的电容器之后，可使重迭功能失效。

IAC(1脚)：该脚对地接一只电容器，并经一只外部电阻器RAC接到电网整流后的交流输入线电压。它为内部乘法器和RMS检测器提供瞬时线电压信号。

IGDRV1(16脚)：两个外部IGBT功率开关管的驱动器输出(之一)。

IGDRV2(18脚)：两个外部IGBT功率开关管的驱动器输出(之二)。

MOSDRV(14脚)：外部功率MOSFET开关管的驱动器输出。

MOUT(3脚)：乘法和除法模拟电路的输出端。MOUT的输出电流经一只外部电阻器返回桥接引线。合成波形为电流误差放大器形成正弦参考电压。

PKLMT(13脚)：是峰值电流限制比较器的反相输入端。该比较器的门限电平通常设置在0V.当断路时，峰值限制比较器将终止MOSDRV和IGDRV1、IGDRV2的输出。

PGND(17脚)：是功率级地线，所有高电平电流的返回地端，它在UCC3857内部连接到驱动器输出级。

RT(19脚)：该脚经一只外部电阻器接地，它为内部斜坡发生器设置充电电流。UCC3857在RT上提供3.0V的温度补偿电压。振荡器的充电电流值=3.0V/RT.为获得最佳性能应限制RT电流输出在250μA.

VA-(10脚)：是外部电压控制环的反馈输入端。输出电压的调节信号经光电隔离器电路加到VA端。SS(9脚)：该脚对地AGND接一只电容器，提供软起动功能，由UCC3857内部的10μA(额定的)电流源，对软起动电容器进行充电。VAO上的电压被箝位在近似等于SS脚电压。

VD(15脚)：为三个驱动器输出级提供正极性电源。加在VD上的电压必须限制在低于18VDC.为获最佳效果，应选用一只0.1μF~1.0μF的低ESR和低ESL电容器将VD端对PGND旁路。为了较好地抑制电源噪声，VD和VIN可由各自的RC低通滤波器加以隔离。

VIN(4脚)：是UCC3857的输入电压源。该电压必须限制在低于18VDC.当VIN上的电压超过13.75V(标称值)。UCC3857才能正常工作。

VREF(5脚)：是精密的7.5V基准电压输出端。为尽力改善性能，建议在VREF对地AGND接一只0.01μF~0.1μF的低ESR、ESL旁路电容器。

3 UCC3857电气参数的极限值

输入电源电压(VIN,VD)：18V

通用模拟/逻辑输入(CRMS,MOUT,CA，VA，

CT,RT,PKLMT)：-0.3V到5V

最大强迫电流(IAC)：300μA

基准输出电流：由内部限制

输出电流(MOSDRV,IGDRV1,IGDRV2)：脉冲电流1A,连续电流200mA

储存温度：-65℃~+150℃

结温：-55℃~+150℃

引线温度(IC引脚焊锡10秒)：+300℃

除非另有说明，通常UCC3857应用在TA=0℃

~70℃;并且VVIN,VVD=12V,RT=19.2k,CT=680pF,TA=TJ.

关于UCC3857的详细电气参数可查阅手册。

4 UCC3857应用注意与分析

UCC3857功率因数校正器内部功能方框图如图3所示。

UCC3857提供了单级功率因数校正和降压或升压功能的解决方法，它采用隔离式BOOST升压变换器。典型应用电路给出了隔离式升压变换器的方法：用两只IGBT组成推挽式电路，用一只MOSFET作辅助开关，以实现IGBT的软开关变换。

图1所示的典型应用电路具有几个优点：在用功率因数校正从交流电网得到近似直流总线电压方面，它超过其它常规方法。常规的近似方法是采用两级功率变换，其成本较高，并且电路复杂。如果选用UCC3857,则功率因数校正与降压变换的双重功能都包含在单级电路中。

功率级包括一个电流反馈式推挽变换器，它在推挽开关Q1和Q2导通期间，交错提供常规PWM升压变换器的有效占空比。当只有一个开关导通时，能源经变压器和输出整流器传递到输出端。它可以看作是工作在原边的电路构成一个升压变换器，且UCC3857提供输入电流编程、并采用平均电流型控制，从而达到单位功率因数1.00.变压器的匝数比可用于得到所需要的输出电压电平：它能高于或者低于峰值电网电压。

功率级的优化包括了设计与元器件的选择，以满足性能与成本的综合目标。这些内容包含了功率开关管、变压器和电感器的设计。

选择IGBT是基于它们的使用电压高于MOSFET之优点。在通常的电网工作条件下，推挽式开关上的电压接近1000V.然而IGBT的缓慢截止特性又带来较大的开关损耗，利用MOSFET(QA)帮助IGBT实现ZCS零电流截止。这一过程是通过维持QA导通来完成的(超出了Q1或Q2的截止范围，见图4中波形)，当IGBT截止时允许电感器电流从IGBT转移到MOSFET,从而仍然维持零电压状态。

金属-氧化层-半导体-场效晶体管，简称金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管(field-effect transistor)。MOSFET依照其"通道"的极性不同，可分为n-type与p-type的MOSFET,通常又称为NMOSFET与PMOSFET,其他简称尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。常用于MOSFET的电路符号有很多种变化，最常见的设计是以一条直线代表通道，两条和通道垂直的线代表源极与漏极，左方和通道平行而且较短的线代表栅极，如下图所示。有时也会将代表通道的直线以破折线代替，以区分增强型MOSFET(enhancement mode MOSFET)或是耗尽型MOSFET(depletion mode MOSFET)。

MOSFET的延迟时间TD1有效地增加了BOOST升压电感的充电时间。在通常的工作条件下，MOSFET的电压应力是IGBT的一半。而在升压变换和短路条件下(例如变换器工作在反激式状态时)，就会看到QA的电压应力高出许多。

在该电路拓扑中，变压器的设计是很关键的。推挽式变压器应使原边绕组与副边绕组之间漏感最小。同样也应使两个原边绕组之间的漏感最小。实际上，如果不采用复杂精细的结构(例如隔层用铜箔屏蔽等)，要实现两项指标是困难的。在多数情况下，使用平面型变压器有利于达到这些目标。较高的漏电感效应包含了更高的电压应力和振铃，以及更大的功率损耗，它还会损失更多的可用占空比。高电压电平会难以设计有效的缓冲电路来减小漏感振铃。

升压电感器的设计与常规升压变换器很相似。然而正如典型应用电路图所示，经一只二极管接到输出端的附加绕组，需要在升压电感器上制作。该绕组具有与变压器相同的匝数比，当两只推挽管同时截止时，该绕组为电感器能量提供一个放电路径。在起动期间当输出电压为零时，变换器可产生很高的浪涌电流。当超过设定的门限电平时，则UCC3857的过流保护电路将关闭所有的输出端。

在实际例子中，升压电感器的辅助绕组把能量引至输出端。这是一种优先选择的方法，因为在输出电压升高时，会使主开关管不能应付浪涌电流的高电压。而当辅助绕组把能量传递到输出端时，QA两端的电压应力变为输入电压加上反射输出电压，该值高于它的反射输出电压的稳态值。

(1)芯片的偏置电源和起动

UCC3857采用美国Unitrode公司的双极混合工艺BCDMOS制造，它使电源电流具有最小的起动值(典型值60A)和工作电流(典型值3.5mA)。其重要意义是功耗更低，用于IC起动的充电电阻器明显变小。

(2)振荡器的调节

振荡器(英文：oscillator)是用来产生重复电子讯号(通常是正弦波或方波)的电子元件。其构成的电路叫振荡电路。能将直流电转换为具有一定频率交流电信号输出的电子电路或装置。种类很多，按振荡激励方式可分为自激振荡器、他激振荡器;按电路结构可分为阻容振荡器、电感电容振荡器、晶体振荡器、音叉振荡器等;按输出波形可分为正弦波、方波、锯齿波等振荡器。广泛用于电子工业、医疗、科学研究等方面。由于器件不可能参数完全一致，因此在上电的瞬间两个三极管的状态就发生了变化，这个变化由于正反馈的作用越来越强烈，导致到达一个暂稳态。暂稳态期间另一个三极管经电容逐步充电后导通或者截止，状态发生翻转，到达另一个暂稳态。这样周而复始形成振荡。

UCC3857的振荡器被设计成具有宽斜坡幅度(4.5Vpp)，使它的抗噪声度更高。CT脚产生锯齿波形，在CT的放电期间产生一个时钟脉冲。在放电周期内，该脚对地的内部阻抗是600Ω。根据这一特性，放电时间由831×CT得出。如图4波形所示，IC内部的时钟脉冲宽度等于放电时间，并且在IGDRV1与IGDRV2之间设置了最小的死区时间。时钟频率由式(1)给出：

fsw=[1/(1.5RT+831)·CT]≈1/(1.5RTCT) (1)

式中IGDRV1和IGDRV2输出信号的开关频率是时钟的1/2,而辅助管MOSDRV的开关频率与时钟频率相同。

(3)基准参考信号IMULT的产生

像UC3854系列那样，UCC3857也有一个模拟计数单元ACU,它产生一个基准参考电流信号加到电流误差放大器，输入ACU的信号与瞬间电网电压值成比例，并与输入电压有效值(RMS)和电压误差放大器的输出成比例。不同于先前的RMS电压检测工艺技术。UCC3857在工艺中采用了一种专利来简化RMS电压的产生，并消除了由以前工艺引起的性能退化。

如图5所示，采用这项新工艺，需要外部双极点滤波器来消除产生VRMS的问题。在半个周期中，用替代IAC电流的镜像值对外部电容器CRMS进行充电。电容器CRMS上的电压被积分成正弦波形，并由式(2)给出。在半个周期末尾，CRMS电压维持不变，并转换成一个6bit数字代码，以便在ACU中进一步处理。在下半个周期里CRMS则放电，并标出积分。

这种方法的优点是：在VRMS电压信号上的二次谐波脉动，实际上被消除了。这样的二次谐波脉动，是不可能用限制常规双极点滤波器的摆动来避免的，它在输入电流信号中会引起三次谐波失真。对于输入端电网变化的动态响应，也可以改进成一个新的VRMS信号，它每个周期都出现。

VCRMS=[(IAC(pk)/2ωCCRMS](1-cosωt)

VCRMS(pk)=1AC(pk)/ω·CCRMS) (2a)

在正常工作时，IAC(pk)在峰值电网电压时应选择为100A.对于峰值为265VAC的通用输入电压值，这就意味着RAC=3.6MΩ。

在对高频噪声滤波时，IC的噪声灵敏度需要小容量的旁路电容器，该电容器的数值应限制在最大为220nF.在低电网电压峰值时(80VAC)，VCRMS值应近似为1.0V,以尽量减小任何数字化误差。在高电网电压时VCRMS的峰值为3.5V.电网频率在60Hz时要求CRMS的数值可由公式(2)算出为75nF.

乘法器输出电流由式(3)给出，

IMULT=[(VVAO-0.5)·IAC·K]/V 2CRMS (3)

式中K=0.33.

乘法器的峰值电流被限制在200A,且IAC和VCRMS的选用值应保证电流在该范围内。对乘法器的另一个限制是：IMULT不能超过两倍的IAC电流值，并限制VCRMS电压为最小值。

RMS电压前馈的不连续性，意味着存在输入电压变化的工作区域，但馈送到乘法器的VRMS值并未发生变化。由于电压误差放大器补偿了这一变化，使它的输出能维持所需的乘法器输出电流。当ACD的输出变化时，则在误差放大器的输出中存在一个跃变。它对总的变换器冲击极小。

对RMS电压方案的另一个关键考虑是：依靠IAC信号的零交叉是有效的。在很轻负载和高电网电压条件下，如果用一只大的电容器在桥式整流端进行滤波，那么被整流的AC交流分量就不能完全达到零值。当发生零交叉检测时，UCC3857的IAC应低于10A.

(4)栅极驱动的考虑

UCC3857中的栅极驱动电路被设计成高速驱动电路。每个驱动电路均由低阻抗的拉出和吸入DMOS输出级组成。UCC3857为驱动电路提供了分离的电源VD和接地端PGND.这些引脚考虑了驱动器电路具有较好的本机旁路作用。

还可用VD来保证输出级的SOA限制，使它在驱动高峰值电流时，不违反设计规范。由于这个原因，当VIN可能升高以应付UVLO需要时，VD则会保持尽可能低些(例如10V)。

(5)电流放大器的设置

电流放大器也叫电压跟随器，电压跟随器是用一个三极管构成的共集电路，它的电压增益是一，所以叫做电压跟随器。那么电压跟随有什么作用呢?共集电路是输入高阻抗，输出低阻抗， 这就使得它在电路中可以起到阻抗匹配的作用，能够使得后一级的放大电路更好的工作。举一个应用的例子：电吉他的信号输出属于高阻，接入录音设备或者音箱 时，在音色处理电路之前加入这个电压跟随器，会使得阻抗配匹，音色更加完美。很多电吉他效果器的输入部分设计都用到了这个电路。电压跟随器是共集电极电路，信号从基极输入，射极输出，故又称射极输出器。基极电压与集电极电压相位相同，即输入电压与输出电压同相。电路的特点是：高输入电阻、低输出电阻、电压增益近似为1,因此它可以完成上述功能。

一旦通过选择VRMS的范围来设置乘法器，就能着手设计电流放大器。乘法器的最大输出是在低电网电压和满载条件时。电感器的峰值电流也出现在相同的引脚。乘法器的端接电阻器可由式(4)来确定：

RMULT=[(IL-pk·RSENSE)/(IMULT-Pk) (4)

为了确保工作稳定，电流环的交迭频率应限制在大约是变换器开关频率的1/3.

(6)后沿的延迟

见图4波形，修改的隔离式升压变换器(BOOST)，需要两个主开关管IGBT的驱动信号和一个辅助开关管MOSFET的驱动信号，它们之间具有确定的时间关系。一只IGBT截止与MOSFET截止之间的延迟时间，可由UCC3857加以编程序。在功率因数校正应用中，输入电网电压从零值变化到交流AC峰值电平，会使需要的占空比在宽的范围内变化。

在高电网电压与(或)轻负载条件下，当交流电网电压处于峰值时，固定的延迟时间将引起电网电流失真。这是由施加在调制器上的最小可控占空比所引起的，它受固定的延迟时间影响。如果固定了最小可控占空比，那么IC内部电流环在电网电压峰值时会出现一个受限的周期振荡，它会引起电网电流失真。

UCC3857有一个适合MOSFET的延迟发生器，它直接根据负载功率的要求来调制。如图6所示，该电路按照电压误差放大器的输出电平来直接改变延迟时间，在平均电流型PFC变换器中，该放大器是以电网电压前馈来表示负载功率。延迟时间由外部元件RD和CD来设置。当内部时钟信号CLK复位闭锁U2、使PWMEDL为高电平和Q输出为低电平时，时序作用开始起动。CD经M1放电并保持低电平，直到内部PWM信号成低电平为止(这表明两个IGBT驱动之一处于截止)。在接该脚的M1截止时，CD经RD充电到7.5V基准电压值左右。

比较器U1将该电压与电压误差放大器的输出VVAO进行比较。当CD上的电压高于VVAO时，它将闭锁的U2置位，又使PWMDEL变为低电平。该PWMDEL和CLK信号按逻辑"与"方式产生信号，控制MOSFET驱动器的输出(MOSDRV)。延迟时间TD1由式(5)给出：

TD1=-RD·CD·ln[(7.5-VVAO)/7.5] (5)

这项工艺技术缩小了在重负载或高电网电压时的重迭延迟时间，而当电网电压变低或负载加重时，则维持较长的延迟时间。按定义该延迟把最小可控占空比缩小到可接受的电平，并用来进行编程。在大电流条件下减小延迟时间是可以接受的，因为IGBT电流直接与负载电流成比例。

可利用RD和CD来提供编程的灵活性，延迟时间能优化IGBT开关管的电流和预后的等级。如果去掉电路上的CD,还可使延迟时间变为零。