掌握视频信号的箝位、偏置和交流耦合

为什么要对视频信号进行交流耦合？

如果你还没有问过这个问题，那么你该问一下。如果其原因是政府命令、用户指定或工业协议，那么你的选择大概是正确的！在不少情况下，是因为系统采用了单电源供电，使你觉得必须采用交流耦合。也许你还可以选择双电源供电，因为采用单电源供电意味着要对视频信号进行交流耦合，这将降低视频质量。

因此，在作出进一步的决定之前，先来看一些实际情况。单电源电路由单电源供电，例如数模转换器(DAC)，DAC的输出可以进行电平转换(一种直流工作模式)，以确保输出在地电平以上的动态范围。在具体实施中，常见的错误观点是：运算放大器可以检测地电平以下的信号，因此，可以在输出中重现该信号。这种观点是不正确的。集成的单电源方案才是真正的解决方法，但是业界将不得不接受视频输出的DC失调电平，这与欧洲的SCART类似(SCART是由法国公司Peritel开发的视听设备互连工业标准)。

当然，视频信号的交流耦合会带来一个问题。信号的DC电平在设定图像亮度之后必须重建，并确保信号落在下一级的线性工作区内。这种操作被称作“偏置”，根据视频信号波形以及偏置点所需的精度和稳定性，可以采用不同的电路。音频信号等正弦波信号可以使用阻容(RC)耦合来建立稳定的偏置电压。

不幸的是，S视频中只有色度信号(C)近似于一个正弦波。亮度(Y)、复合信号(Cvbs)和RGB都是复杂波形，从一个参考电平沿着一个方向变化，而在参考电平以下还可以叠加一个同步波形。这种信号需要一种专门用于视频信号的偏置方法，被称作箝位，因为它将信号的一个极值“箝位”在基准电压，而另一个极值仍可以变化。经典形式就是二极管箝位，其中二极管由视频的同步信号激活。不过还有其他的箝位形式。

例如，色差信号(Pb和Pr)和图形RGB信号采用“键控箝位”处理更好。该电路用开关替代二极管，可以采用外部控制，使用外部(定时)信号箝位视频。最后一种偏置方法，被称作“DC恢复”，在键控箝位中加入了反馈，在模数转换器(ADC)之前改善偏置点精度。

视频信号的交流耦合

当信号采用交流耦合时，耦合电容存贮了(信号)平均值之和，以及信号源与负载之间的DC电势差。图1用来说明交流耦合对不同信号偏置点的稳定性的影响。图1所示是正弦波和脉冲分别交流耦合到接地电阻负载时的不同之处。


图1. 简单的RC耦合用于正弦波与脉冲时得到不同的偏置点

开始时，两种信号都围绕相同电压变化。但是通过电容之后得到了不同的结果。正弦波围绕半幅值点变化，而脉冲围绕与占空比成函数关系的电压变化。这意味着如果采用了交流耦合，占空比变化的脉冲将比相同幅值频率的正弦波需要更宽的动态范围。因此，所有用于脉冲信号的放大器最好采用直流耦合，以保持动态范围。视频信号与脉冲波形类似，也适合采用直流耦合。

图2给出了常见的视频信号，以及视频接口处的标准幅值(见EIA 770-1、2和3)。S视频中的色度、分量视频中的Pb和Pr，类似于正弦波围绕基准点变化，如上文所述。而亮度(Y)、复合信号与RGB仅在0V (被称作“黑色”或“消隐”电平)至+700mV之间正向变化。这里延用了业界的默许协议，而不是任何标准。请注意这些信号都是复杂波形，具有同步间隔，尽管该同步间隔可能不被定义或使用。例如，图2给出了NTSC和PAL制式下使用的具有同步头的RGB。在PC (图形)应用中，同步是单独的信号，不与RGB叠加。在单电源应用中，例如DAC输出，在同步间隔内静态电平可能不同。这将影响偏置方式的选择。例如，若双电源应用中，同步间隔内色度的静态电平不是0V，那么色度信号将更接近脉冲而不是正弦波。


图2. 用来说明同步间隔、有效视频、同步头和后沿的RGB (a)、分量(b)、S视频(c)与复合(d)视频信号。

尽管存在上述复杂因素,视频信号仍需交流耦合到电压变化的位置.通过直流耦合连接两个不同电源的电路存在很大的危险性,这在安全性规则中是严格禁止的.所以,视频设备制造商有一个默许的规则,即视频信号的输入采用交流耦合,而视频输出直流耦合到下一级,重新建立直流成分,请参考EN 50049-1 (PAL/DVB [SCART])和SMPTE 253M第9.5章(NTSC)，允许提供直流输出电平。若无法建立这样的协议，将导致“双重耦合”，即两个耦合电容出现串联，或导致短路，即没有电容。该规则唯一的例外是电池供电设备，例如便携式摄录机和照相机，为了降低电池损耗而使用交流耦合输出。

接下来的问题是这个耦合电容应该多大？图1中，该电容存贮了信号“平均电压”的假定，是根据RC乘积大于信号的最小周期得到的。为了确保准确的平均，RC网络的低-3dB点必须低于信号最低频率6到10倍。然而，这将导致大范围的电容值。

例如，S视频中的色度是相位调制正弦波，其最低频率约2MHz。即便使用75Ω负载，也只需要0.1µF，除非需要使水平同步间隔通过。与之相反，Y (亮度)、Cvbs (复合信号)和RGB的频率响应向下扩展到视频帧频(25Hz至30Hz)。假定75Ω负载，并且-3dB点在3Hz至5Hz，这就需要大于1000µF的电容。使用过小的电容会引起显示图像从左到右、从上到下变暗，并可能使图像在空间上产生失真(取决于电容量)。在视频中，这被称作行弯曲与场倾斜。为了避免可见的伪信号，其电平必须小于1%至2%。

用于视频的单电源偏置电路

如图3a所示，只要RC乘积足够大，RC耦合对任意视频信号都有效。另外，与之相应的运放电源范围必须足以处理信号平均值附近的负向和正向偏移。过去，这是通过运放使用双电源实现的。假定RS与Ri以相同的地为参考，并等于Ri与Rf的并联值，则运放可以抑制共模噪声(即具有较高的共模抑制比[CMRR])，并具有最小的失调电压。低-3dB点为1/(2¹RSC)，并且，不论耦合电容的尺寸大小，电路都可以保持其电源抑制比(PSRR)、CMRR和动态范围。绝大多数视频电路采用这种方法构建，而且绝大多数交流耦合视频的应用仍然采用这种方式。

随着数字视频和电池供电装置的出现，负电源就成了降低成本与功耗的负担。RC偏置的早期尝试与图3b类似，其中使用了分压器。假定图3a中R1 = R2，且VCC等于VCC与VEE之和，这两个电路是相似的。但是两者的交流性能是不同的。例如，图3b中VCC上的任何变化将直接导致运放输入电压按照一定的分压比变化，而图3a中，该变化被运放的电源余量吸收了。R1 = R2时，图3b的PSRR只有-6dB。因此，电源必须经过滤波与良好的稳压。

为了改善交流PSRR (图3c)，插入一个隔离电阻(RX)是低成本的替代方法。不过，除非与Rf和Ri的并联值匹配，否则这种方法会带来额外的直流失调。更麻烦的是，这还需要RxC1与C2Ri的乘积必须小于3Hz至5Hz，如上文所述。尽管该电路中更大的旁路电容(C3)需要更小的RX，并降低了失调电压，但同时也使C1增大。在使用电解电容的低成本设计中可以采用这种方法。

另一种选择是图3d，它用3端稳压器替代了分压器，并将PSRR扩展到低至DC。稳压器的低输出阻抗在降低电路失调电压的同时，使RX更接近Rf和Ri的并联值。因为C3的唯一目的是降低稳压器噪声，并以频率的函数补偿稳压器的输出阻抗(Zout)，所以其值小于图3c中的值。不过C1和C2仍很大，并且对低于RiC1乘积的频率，CMRR存在较大的问题，另外还有稳定性问题。


图3. RC偏置技术，包括双电源(a)、使用分压器的单电源(b)、低失调的分压器(c)以及改善了PSRR的稳压源(d)。

根据上述内容，双电源供电交流耦合比单电源方法更好(考虑共模抑制与电源抑制)—不考虑具体应用。

视频箝位

亮度、复合信号与RGB信号在黑色(0V)参考电平与带有同步头(-300mV)的最大值(+700mV)之间变化。但是，与图1占空比变化的脉冲相似，若这些信号是交流耦合的，偏置电压会随视频内容而变化(被称为平均图像电平或APL)，并会丢失亮度信息。需要有一个电路电路将黑色电平保持为常数，不随视频信号或同步头幅度的变化而变化。

图4a所示电路被称作二极管箝位，试图通过二极管(CR)代替电阻来实现。该二极管相当于单向开关。这样，视频信号的大部分负向电压、水平同步头被强制为地。因此该电路又被称作同步头箝位。假定同步电压(-300mV)不变，而且二极管的导通电压为零，这将使参考电平(0V)保持恒定。虽然不能控制同步电平，但是可以降低导通电压，即通过将箝位二极管放在运放的反馈回路实现“有源箝位”。这样做的主要问题是：如果匹配电路不正确则有可能产生自激，并且在分立设计中很少采用。集成方案可以进行补偿，具有更高的可靠性。(例如MAX4399和MAX4090。)

若同步电平变化或不存在，二极管可以用开关替代—―通常使用受外部信号控制的FET (图4b)。这就是键控箝位，控制信号是键控信号。键控信号与同步脉冲一致，这就实现了同步箝位。与二极管箝位不同的是，这种方法可以在同步间隔的任意位置使能，而不仅仅在同步头。如果键控信号出现在视频信号是黑色电平时(图4c)，则得到“黑色电平箝位”。这种方法最为通用、接近理想模型。开关不具备二极管的导通电压，可以真正实现黑色电平箝位。

加入一个直流电压源(Vref)为色度、Pb与Pr以及复合信号和亮度信号设定偏置。其缺点是需要同步隔离器获得键控信号，而在某些应用中这就不够准确了。若正在量化视频信号，则希望黑色电平保持在±1最低有效位(LSB)或在±2.75mV内。箝位得不到这样的精度。

用来为视频信号提供偏置的另一种方法称作直流恢复，可以实现接近±1 LSB的黑色电平精度。图4d中需要注意的第一点是，该电路中没有耦合电容。取而代之，U2用来比较第一级(U1)的直流输出和某个电压(Vref)，并对U1施加负反馈，强制输出跟踪该电压，而与输入电压无关。显然，若回路连续运行，将得到直流电平。可以在反馈回路中插入一个开关。该开关仅在每行需要设定为Vref的点(同步头或黑电平)瞬时关闭。该电压由电容(C)存贮，但该电容并未与输入串联，而是通过切换反馈回路以采样-保持(S/H)形式出现。


图4. 不同形式的视频箝位：a) 二极管或同步头箝位；b) 用作同步头箝位的带基准电压的键控箝位；c) 用作黑色电平箝位的键控箝位；d) 直流恢复

图5的实现电路实际上由两个电容(Chold和Cx)，两个运放(U1和U2)，以及一个S/H组成。真正的比较与信号平均由Rx、Cx和U2完成。RC乘积根据噪声平均选择。对16ms的场信号(NTSC/PAL)，RC乘积应大于200ns。因此U2是根据低失调电压/电流与稳定性来选择的低频器件，而不是根据其频率响应特性来选择。(MAX4124/25是这种应用的良好选择。) 另一方面，U1根据其频率响应，而不是失调进行选择。S/H和Chold本身的选择依据其泄漏特性，即在每行引起的电压变化(下降)。图中电路使用双电源供电，该电路也可以使用精确的电平转换，用单电源形式实现。


图5. 直流恢复电路的实现，使用两个电容、两个运放和一个S/H

直流恢复的最大问题是恢复的电平—Vref黑色视频电平—是模拟量，与其在数字域中的数值无关。为了进行修正，通常与键控箝位一样，用DAC产生Vref，直流恢复可以用于任何视频信号(带或不带同步)，并可以在波形的任意位置使能— 足以满足放大器和S/H的快速响应。