功率元器件应用秘诀，采用专用MOSFET提高效率

　　具较高开关频率　MOSFET应用范围优于IGBT

　　由于电力需求日益增长，且发电成本也同步上升，对公家事业而言，政府机构要求减少有害气体排放量的压力也在增加，在在迫使设计人员须提高设备电源效率和性能。尤其各国政府机构对最低电源转换效率的规範，更让元件设计人员须根据特殊拓扑的变化，开发特定应用MOSFET，因此元件参数在所有拓扑中，均扮演改善电路效率和性能的重要角色。

　　在1970年代晚期推出MOSFET前，闸流体（Thyristor）和双极型接面电晶体（Bipolar Junction Transistors， BJT）是仅有的功率开关。BJT是电流受控元件，而MOSFET与在1980年代面世的绝缘闸双极电晶体（IGBT）则同为电压受控元件。

　　然而，MOSFET是正温度系数元件，但IGBT不一定是正温度系数元件；且MOSFET为多数载流子元件，成为高频应用的理想选择，如将DC转换为AC的逆变器，可以在超音波的频率下工作，以避免音频干扰；相较于IGBT，MOSFET还具有高抗雪崩能力。

　　在选择MOSFET时，工作频率是一项重要的考量因素，与同等的MOSFET相比，IGBT具有较低的箝位能力。当在IGBT和MOSFET之间选择时，必须考虑逆变器输入的DC汇流排电压、额定功率、功率拓扑和工作频率。IGBT通常用于200伏特（V）及以上的应用；而MOSFET可用于从201000伏特的应用。市面上业者虽可提供300伏特的IGBT，但MOSFET的开关频率比IGBT高得多，且较新型MOSFET还具有更低的导通损耗和开关损耗，逐渐在高达600伏特的中等电压应用取代IGBT。

　　环保节能意识抬头　特定应用MOSFET需求大增

　　对替代能源电力系统、UPS、开关电源和其他工业系统的设计工程师而言，由于须不断设法改进系统轻载和满载时的电源转换效率、功率密度、可靠性和动态性能，故对效能优异的特定应用MOSFET需求殷切。其中，风能是近来增长最快的能源之一，风力机翼片控制中须使用大量的MOSFET元件，藉着满足不同应用需求，特定应用MOSFET即可改善上述所需的功能表现。

　　不久的将来，其他需要新型和特定MOSFET的应用还包括易于安装在家庭车库，或商业停车场的电动车充电系统。这些充电系统将通过太阳能系统和公用电网（Utility Grid）来运行。由于壁挂式电动车充电站须具快速充电能力，且建置太阳能电池充电站也将变得愈来愈重要，均须导入可支援高压的特定应用MOSFET。

　　太阳能逆变器可能需要不同的MOSFET，例如Ultra FRFET MOSFET和常规体（Regular Body）二极体MOSFET；至于叁相马达驱动和UPS逆变器则需相同类型的MOSFET。近来，业界大量投资太阳能发电，大多数增长始于住宅太阳能计画，随后较大规模的商业专案也陆续出现，而多晶硅价格已从2007年的每公斤400美元跌落至2009年的每公斤70美元，且仍持续降价，也将驱动市场显着增长。

　　事实上，太阳能系统对特定应用MOSFET的需求早已存在。由于太阳能可帮助降低峰值功率的成本，避免发电成本随燃料价格波动而增加，并可为公用电网提供更多的电力，成为取之不尽的绿色能源；加上美国政府已设定目标，要求80%的国家电力要来自绿色能源，在在带动对特定应用MOSFET元件不断增长的需求。如果将不同拓扑的MOSFET元件优化，可显着提升最终产品解决方案的效率。

　　与此同时，逐渐普及的市电并联（Grid-tie）逆变器係一种将DC转换为AC注入现有公用电网的专用逆变器。DC电源由可再生能源产生，如风力机组或太阳能电池板，该逆变器也被称为电网交互（Grid Interactive）或同步逆变器，只有在连接至电网时，市电并联逆变器才会工作。目前市场上的逆变器採用各种拓扑设计，视功能要求的折衷权衡而定，独立操作的逆变器也以特定设计，提供功率因数为1，或延迟、超前的电源。

　　儘管特定应用MOSFET正快速兴起，但其诉求高开关频率须降低MOSFET的寄生电容，此一做法的代价将牺牲导通电阻（Rds（on））。而低频应用，则要求以降低Rds（on）做为最优先考量。对于单端型应用，MOSFET自体二极体恢復（Body Diode Recovery）特性并不重要，但对双端型应用则变得非常重要，因其要求低反向恢復电荷（Reverse Recovery Charge， QRR）和低反向恢復时间（Reverse Recovery Time， tRR）和更软的自体二极体恢復。在软开关双端应用中，这些要求对可靠性极其重要；而硬开关应用因工作电压增加，导通和关断损耗也将提高，为减少关断损耗，可根据Rds（on）来优化CRSS和COSS。

　　MOSFET支援零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）拓扑；然而IGBT仅支持ZCS拓扑，故一般而言，IGBT应用于大电流和低频开关，MOSFET用于小电流和高频开关；而透过混合模式模拟工具则可用来设计特定应用MOSFET。

　　事实上，随着硅、沟槽技术迭有进展，特定应用MOSFET的导通电阻及其他动态寄生电容均已大幅降低；同时，更先进的封装技术也对改善特定应用MOSFET的自体二极体恢復性能，发挥关键性的作用。

　　MOSFET适用高/低频逆变器

　　以DC-AC逆变器应用为例，其广泛应用于马达驱动、UPS和绿色能源系统，通常高电压和大功率系统使用IGBT；但对LV、MV、HV（12400伏特输入DC汇流排），通常使用MOSFET。在太阳能、UPS和马达驱动的高频DC-AC逆变器领域，MOSFET已相当普及。

　　在某些DC汇流排电压大于400伏特的情况下，会採用HV MOSFET；至于用在低功率应用上，因MOSFET具有一个内在的自体二极体，其开关性能很差，通常会在逆变器桥臂互补MOSFET中带来高导通损耗。不过，在单开关或单端型应用中，如功率因数校正（PFC）、正向或返驰式（Flyback）转换器，自体二极体不是正向偏压，可忽略它的存在。

　　由于低载波频率逆变器的负担是附加输出滤波器的尺寸、重量和成本；高载波频率逆变器的优势是较小、较低成本的低通滤波器设计。MOSFET可通用在这些逆变器裡，因可在较高的开关频率下工作，此即减少射频干扰（Radio-Frequency Interference， RFI），且因开关频率电流成分在逆变器和输出滤波器内流转，从而消除向外的流动。

　　逆变器强调安全高效率　MOSFET须面面俱到

　　逆变器内建的MOSFET要求降低导通损耗，导致元件到元件之间的Rds（on）变化也须做到更小。此举有两个主要目的，首先在逆变器输出端的DC成分较少，且此一Rds（on）可用于电流感测，以控制异常状况（主要是在低压逆变器中）；另外就是对相同的Rds（on），低导通电阻可缩小裸晶尺寸，从而降低成本。

　　当裸晶尺寸缩小时，还可进一步使用非箝位感应开关（Unclamped Inductive Switching， UIS）来设计MOSFET单元结构；相较于平面MOSFET，在相同的裸晶尺寸条件下，现代沟槽MOSFET具有良好的UIS。而薄裸晶减小热阻（Thermal Resistance， RthJC），在这种情况下，较低的品质因数（FOM）可以公式1表示：

　　RSP×RthJC/UIS.。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。公式1

　　对逆变器而言，MOSFET还须拥有良好的安全工作区（Safe Operating Area， SOA）和较低的跨导。同时，逆变器会产生少量的闸漏电容（Gate-to-drain Capacitance， CGD）（米勒电荷），但低CGD/CGS比是必要的，可降低击穿的机率，且适度提高CGD可帮助减少电磁干扰（EMI），而低CGD则增加dv/dt，并因此加剧EMI。这些逆变器不在高频下工作，而是处于中频状态，故可让闸极ESR增加少许，并可允许稍高的CGD和CGS。

　　此外，MOSFET也要降低COSS减少开关损耗，但开关期间的COSS和CGD突变会引起闸极振盪和高过衝，长时间可能损坏闸级。这种情况下，高源漏dv/dt会成为一个问题。若藉由超过3伏特的高闸极阈值电压（VTH），则可实现更好的抗噪性和并联效益。

　　必须注意的是，逆变器MOSFET在某些情况下，需要高脉衝漏极电流（IDM）能力，以提供高短路电流的抗扰度，高输出滤波器的充电电流，以及高马达启动电流。另外，藉着在裸晶上使用更多的接合丝焊来减少MOSFET的共源极电感。

　　最后则是拥有自体二极体恢復能力，MOSFET须具低QRR和tRR，且更软、更快的自体二极体。同时，软度因数（Softness Factor）S（Tb/Ta）应该大于1。如此一来，将可减小二极体恢復、dv/dt及逆变器的击穿可能性；反过来说，活跃（Snappy）自体二极体会引起击穿和高电压尖峰脉衝的问题。

　　自体二极体对效率影响甚巨

　　本文讨论的快速自体二极体MOSFET，因自体二极体的离子寿命被压缩，故减少tRR和QRR，让MOSFET的自体与外延二极体极为相似。这种特性使此一MOSFET适用于各种不同应用的高频逆变器。至于逆变器桥臂，二极体由于反向电流而被迫正向导通，更加突显此特性的重要性。

　　相形之下，常规MOSFET的自体二极体一般反向恢復时间长、QRR值高，若此自体二极体被迫导通，负载电流则改变方向，从二极体流向逆变器桥臂中的互补MOSFET；那么，在整个tRR期间，可从电源获得大电流。这增加MOSFET中的功率耗散，并降低效率，尤其对太阳能逆变器而言，效率至关重要，将不偏向採用此一设计。

　　更重要的是，活跃自体二极体还会引入暂态击穿状况，例如，当其在高dv/dt下恢復，米勒电容中的位移电流能对闸极充电，达到VTH以上，同时互补MOSFET正试图导通。这可能引起汇流排电压的暂态短路，增加功率耗散并导致MOSFET失效。为避免此一现象，可在外部加碳化硅（SiC）或常规硅二极体，并以与MOSFET反向平行的方式进行连接。因为MOSFET自体二极体的正向电压低，必须加上萧特基二极体（Schottky Diode）与MOSFET串联。

　　此外，一个反向平行的SiC须跨接在此一MOSFET和萧特基二极体的组合之上（图1）。当MOSFET反向偏压时，外部SiC二极体导通，串接的萧特基二极体不会允许MOSFET自体二极体导通。这种架构在太阳能逆变器中已变得非常普及，可以提高效率，但将增加成本。

　　图1 以Ultra FRFET MOSFET（b）取代逆变器桥臂中失效的常规FET自体二极体（a）

　　要满足上述所有应用，搭载快捷（Fairchild）FRFET技术的UniFET II高压MOSFET功率元件，将是有效的解决方案。相较于UniFET MOSFET，由于RSP减小，UniFET II元件的裸晶尺寸也减小，并有助于改善自体二极体恢復的特性。

　　图2显示Ultra FRFET UniFET II MOSFET和常规UniFET MOSFET元件之间的二极体恢復比较。在这种情况下，QRR已经从3，100nC减少到260nC，且二极体开关损耗也显着降低。

　　图2　Ultra FRFET UniFET II MOSFET和常规UniFET MOSFET的自体二极体恢復特性比较

　　图3则显示採用Ultra FRFET时，相较于标準的UniFET II MOSFET，约可减少75%的导通损耗；同时也减少导通延迟时间、电流和电压振铃，并消除串联萧特基二极体的传导损耗。不仅如此，UniFET II还降低COSS，优化开关效率。图4所示为Ultra FRFET MOSFET、标準MOSFET和SiC结构的效率比较。

　　图3 标準MOSFET和具有相同裸晶尺寸的Ultra FRFET UniFET II MOSFET的导通效率比较

　　图4 太阳能逆变器中的Ultra FRFET元件、标準MOSFET和SiC解决方案的效率比较

　　不仅如此，特定应用MOSFET在其他电源管理设计中，也占有非常重要的地位，包括在SMPS、离线AC-DC、同步整流控制及取代主动OR-ing二极体的应用解决方案，均可窥见踪迹，以下将分别介绍。

提高SMPS功率密度　拓扑架构彻底翻新

　　藉由整合电路拓扑的改善与更低损耗功率元件，SMPS开发商在提高功率密度、效率和可靠性方面，正进行一场革命性的发展，包括相移（Phase-Shifted）、脉宽调变（PWM）、零电压开关、全桥和LLC谐振转换器拓扑，均可利用FRFET MOSFET做为功率开关来实现这些目标。除LLC谐振转换器常用于较低的功率应用外，其余拓扑皆用在较高功率。

　　这些拓扑具有以下的优势：减少开关损耗、EMI，且相较于準谐振拓扑，减少MOSFET应力，由于提升开关频率，因而减小散热器和变压器尺寸，对提高功率密度大有帮助。对相移全桥PWM-ZVS转换器和LLC谐振转换器应用的MOSFET要求，则包括具较低tRR和QRR，以及最佳软度的快速软恢復体二极体MOSFET，以提高dv/dt和di/dt抗扰性，降低二极体的电压尖峰并增加可靠性。同时还要有低QGD和QGD/QGS比，因在轻负载下将出现硬开关，且高CGD×dv/dt可能会引起击穿。

　　由于零电压开关会变为硬开关，降低COSS可将零电压开关延伸到更轻负载，从而减少硬开关损耗。此拓扑于高频下运行，需要一个经优化的低CISS MOSFET。接着在关断和导通期间，较低的分散式闸极内部ESR对于ZVS关断和不均匀电流分布是有益的。

　　针对以上应用要求，常规MOSFET自体二极体有时会引起失效，而SupreMOS MOSFET FRFET MOSFET则相当适用于此一拓扑，因tRR和QRR，以及会引起失效的活跃二极体均有所改善。

　　导入PFC功能　AC-DC电源效率大增

　　另一方面，传统AC电源经整流后输入大电容滤波器，从输入提取的电流为狭窄的高振幅脉衝，这一级构成SMPS的前端。当高振幅电流脉衝产生谐波，将对其他设备造成严重干扰，此外，也减少可从电源获得的最大功率。

　　由于失真AC电压将使电容器过热、电介质应力和绝缘过压，而失真电流也加剧配电损耗且浪费可用功率。为解决此一问题，利用PFC功能方可确保符合监管规範，减少由上述应力而导致的元件失效，并拉高电源利用效率，改善元件性能。

　　採用PFC可使输入端看起来更像一个电阻，因相较于典型的0.60.7的SMPS功率因数值，该电阻具有一单位功率因数（Unity Power Factor），促使配电系统能以最高效率运行。

　　至于对PFC升压开关的功能要求，首先是低QGD×RSP品质因数，因QGD和CGD会影响开关速率，同时也要降低CGD、QGD和RSP，以减少导通与开关损耗。此外，还要具备硬开关和零电压开关，使COSS减少来压低关断损耗；加上PFC通常在100KHz以上的频率运行，亦要降低CISS减低闸极驱动功率。

　　至于PFC运作的可靠度，则须仰赖高dv/dt抗扰性，若需要MOSFET并联提供抗扰性，以承受dv/dt状况的再次出现，还须採用高闸极阈值电压（VTHGS）（35伏特）。

　　另外，PFC动态开关期间，MOSFET寄生电容的突然改变会导致闸极振盪，并增加闸极电压，将影响长期的可靠性，设计时须留意此一情形。因高ESR会增加关断损耗，尤其在零电压开关拓扑中，故闸极ESR的控制相当重要。

　　改善电源压降情形　同步整流方案崛起

　　同步整流也被称为主动（Active）整流，其以MOSFET取代二极体，用以提升整流效率。典型二极体的电压降大约会在0.71.5伏特之间，使得二极体中产生高的功率损耗。在低压DC-DC转换器中，此电压降将非常显着，造成效率下降。有时以萧特基整流器来代替硅二极体来改善；然而，因为当电压升高时，它的正向电压降也会增加；且在低压转换器中，萧特基二级体整流也无法提供足够效率，促进同步整流方案兴起。

　　现代MOSFET的RSP已大幅减少，且动态参数也已被优化。当这些主动式的控制MOSFET替换掉二极体，就可启动同步整流。如今，MOSFET已可实现仅几毫欧导通电阻，即使在大电流下亦可显着降低两端的电压降，相较于二极体整流，大幅度提高效率。

　　此外，同步整流不是硬开关，在稳定状态下具有零电压转换，且在导通和关断期间，MOSFET自体二极体导通，使经过MOSFET的压降为负，增加CISS。由于这种软开关，闸极恆压转变为零，将可有效减少闸极电荷。

　　对同步整流的主要要求包括低RSP、低动态寄生电容，藉此减少在高频下运行的同步整流电路闸极驱动功率。此外，还须具备低QRR和COSS以减少反向电流，当此一拓扑在高开关频率下运行时，会引发一个问题，就是在高开关频率下，此反向电流将可充当高洩漏电流。

　　与此同时，为避免暂态击穿及降低开关损耗，还需要低tRR、QRR和软性的自体二极体，且导通需为零电压开关。在MOSFET通道关断后，自体二极体再次导通，当次级电压反转时，自体二极体恢復，使得击穿的风险升高。对此，活跃二极体需要一个跨接MOSFET的缓衝电路，而QGD/QGS比也须具较低规格，方能用于二级侧同步整流。

　　接替萧特基二极体　MOSFET OR-ing更高效

　　至于形式最简单的OR-ing元件也是一种二极体，仅允许电流在一个方向流动，故当其失效时，电流不会回流入电源端，可保护输入电源。此类二极体可用于隔离冗余电源，若一个电源失效，将不会对整个系统产生影响，只要移除单点失效即可让系统使用剩余的冗余电源来保持运行。

　　然而，实现这种隔离有一些问题，一旦OR-ing二极体插入到电流路径中，会产生额外的功率损耗并降低效率，产生更多热源，故须加装散热器，导致系统功率密度难以提升。再者，OR-ing须具有软开关特性，否则当二极体被关断时，反向恢復会对系统产生影响。

　　为克服OR-ing二极体的问题，一直都是採用萧特基二极体设计，其与P-N二极体之间的主要差异，就是减小正向电压降及可忽略的反向恢復。普通硅二极体的压降介于0.71.7伏特之间；而萧特基二极体的正向电压降在0.20.55伏特之间。当以萧特基二极体做为OR-ing元件使用时，即便具有高洩漏电流，为系统带来额外的导通损耗，该总体损耗仍会小于硅二极体。

　　另一个解决方案是以功率MOSFET来取代萧特基二极体，但须引进额外的MOSFET闸极驱动器，增加系统复杂性。由于MOSFET的Rds（on）要求很小，因而两端电压降会比萧特基二极体的正向电压低很多，可称之为新一代主动OR-ing二极体设计。

　　现阶段低压MOSFET的Rds（on）已做到很低；即便採用TO-220或D2封装，也可以低至几毫欧姆。举例来说，快捷的FDS7650採用PQFN56封装，对于30伏特MOSFET而言，可达到小于1毫欧姆，当OR-ing MOSFET导通时，还可让电流以任一方向流动。至于在失效情况下，冗余电源提供大电流，因而OR-ing MOSFET须快速关断，快捷的PowerTrench MOSFET也可解决此种状况。