提高功率密度已经成为电源变换器的发展趋势。为达到这个目标，需要提高开关频率，从而降低功率损耗、系 统整体尺寸以及重量。对于当今的开关电源(SMPS)而言，具有高可靠性也是非常重要的。零电压开关(ZVS) 或零电流开关(ZCS) 拓扑允许采用高频开关技术，可以 大限度地降低开关损耗。ZVS拓扑允许工作在高频开 关下，能够改善效率，能够降低应用的尺寸，还能够降 低功率开关的应力，因此可以改善系统的可靠性。LLC 谐振半桥变换器因其自身具有的多种优势逐渐成为一种 主流拓扑。这种拓扑得到了广泛的应用，包括高端服务 器、平板显示器电源的应用。但是，包含有LLC谐振半 桥的ZVS桥式拓扑，需要一个带有反向快速恢复体二极 管的MOSFET，才能获得更高的可靠性。

在功率变换市场中，尤其对于通信/服务器电源应用，不 断提高功率密度和追求更高效率已经成为具挑战性的 议题。对于功率密度的提高，普遍方法就是提高开关 频率，以便降低无源器件的尺寸。零电压开关(ZVS)拓 扑因具有极低的开关损耗、较低的器件应力而允许采用 高开关频率以及较小的外形，从而越来越受到青睐 。这些谐振变换器以正弦方式对能量进行处理，开 关器件可实现软开闭，因此可以大大地降低开关损耗和 噪声。在这些拓扑中，相移ZVS全桥拓扑在中、高功率 应用中得到了广泛采用，因为借助功率MOSFET的等效 输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在ZVS 状态下，无需额外附加辅助开关。然而，ZVS范围非常 窄，续流电流消耗很高的循环能量。近来，出现了关于 相移全桥拓扑中功率MOSFET失效问题的讨论。这种 失效的主要原因是：在低反向电压下，MSOFET体二极 管的反向恢复较慢。另一失效原因是：空载或轻载情况 下，出现Cdv/dt直通。在LLC谐振变换器中的一个潜在 失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通 电流相关。即使功率MOSFET的电压和电流处于安全工作区域，反向恢复dv/dt和击穿dv/dt也会在如启动、 过载和输出短路的情况下发生。 

LLC谐振半桥变换器 

LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比有如下优势：

■宽输出调节范围，窄开关频率范围 

■ƒ即使空载情况下，可以保证ZVS 

■ƒ利用所有的寄生元件，来获得ZVS

LLC谐振变换器可以突破传统谐振变换器的局限。正是 由于这些原因，LLC谐振变换器被广泛应用在电源供电 市场。LLC谐振半桥变换器拓扑如图1所示，其典型波 形如图2所示。图1中，谐振电路包括电容Cr和两个与之 串联的电感Lr和Lm。作为电感之一，电感Lm表示变压器 的励磁电感，并且与谐振电感Lr和谐振电容Cr共同形成 一个谐振点。重载情况下，Lm会在反射负载RLOAD的作用 下视为完全短路，轻载情况下依然保持与谐振电感Lr串 联。因此，谐振频率由负载情况决定。Lr 和Cr决定谐振 频率fr1，Cr和两个电感Lr 、Lm决定第二谐振频率fr2，随 着负载的增加，谐振频率随之增加。谐振频率在由变压 器和谐振电容Cr决定的大值和小值之间变动，如公 式1、2所示。

LLC谐振变换器的失效模式 

启动失效模式 

图3和图4给出了启动时功率MOSFET前五个开关波形。 在变换器启动开始前，谐振电容和输出电容刚好完全放电。与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容会使低端开关Q2的体二极管深度导通。因此流经开关 Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端开关 Q1导通时足够引起直通问题。启动状态下，在体二极管 反向恢复时，非常可能发生功率MOSFET的潜在失效。 图5给出了LLC谐振半桥变换器启动时的简化波形。

图6给出了可能出现潜在器件失效的工作模式。在t0~t1时 段，谐振电感电流Ir变为正。由于MOSFET Q1处于导通 状态，谐振电感电流流过MOSFET Q1 沟道。当Ir开始上 升时，次级二极管D1导通。因此，式3给出了谐振电感 电流Ir的上升斜率。因为启动时vc(t)和vo(t)为零，所有的 输入电压都施加到谐振电感Lr的两端。这使得谐振电流剧增。 

在t1~ t 2时段，MOSFET Q1门极驱动信号关断，谐振电感 电流开始流经MOSFET Q2的体二极管，为MOSFET Q2产生 ZVS条件。这种模式下应该给MOSFET Q2施门极信号。由 于谐振电流的剧增，MOSFET Q2体二极管中的电流比正 常工作状况下大很多。导致了MOSFET Q2的P-N结上存储 更多电荷。 

在t2~t3时段，MOSFET Q2施加门极信号，在t0~t1时段 剧增的谐振电流流经MOSFET Q2沟道。由于二极管D1 依然导通，该时段内谐振电感的电压为：。该电压使得谐振电流ir(t)下降。然而，很小，并不足以在这个时间段 内使电流反向。在t3时刻，MOSFET Q2电流依然从源 极流向漏极。另外，MOSFET Q2的体二极管不会恢复，因为漏源极之间没有反向电压。下式给出了谐振 电感电流Ir的上升斜率：

在t3~t4时段，谐振电感电流经MOSFET Q2体二极管续 流。尽管电流不大，但依然给MOSFET Q2的P-N结增加 储存电荷。

在t4~t5时段，MOSFET Q1通道导通，流过非常大的直 通电流，该电流由MOSFET Q2体二极管的反向恢复电 流引起。这不是偶然的直通，因为高、低端MOSFET正 常施加了门极信号；如同直通电流一样，它会影响到该 开关电源。这会产生很大的反向恢复dv/dt，有时会击穿 MOSFET Q2。这样就会导致MOSFET失效，并且当采 用的MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时，这种失 效机理将会更加严重。 

过载失效模式

图7给出了不同负载下LLC谐振变换器的直流增益特性 曲线。根据不同的工作频率和负载可以分为三个区域。 谐振频率fr1的右侧（蓝框）表示ZVS区域，空载时小 第二谐振频率fr2的左侧（红框）表示ZCS区域，fr1和fr2 之间的可能是ZVS或者ZCS，由负载状况决定。所以紫 色的区域表示感性负载，粉色的区域表示容性负载。图 8给出了感性和容性负载下简化波形。当开关频率 fs基波分量；MOSFET电流 在其开通后为正，在其关断前为负。 

MOSFET在零电流处关断。在MOSFET开通前，电流流 过另一个MOSFET的体二极管。当MOSFET开关开通， 另一个MOSFET体二极管的反向恢复应力很大。由于大 反向恢复电流尖峰不能够流过谐振电路，它将流过另一个MOSFET。这就会产生很大的开关损耗，并且电流和 电压尖峰能够造成器件失效。因此，变换器需要避免工 作在这个区域。 

对于开关频率fs>fr1，谐振电路的输入阻抗为感性。 MOSFET电流在开通后为负，关断前为正。MOSFET开 关在零电压处开通。因此，不会出现米勒效应从而使开 通损耗小化。MOSFET的输入电容不会因米勒效应而 增加。而且体二极管的反向恢复电流是正弦波形的一部 分，并且当开关电流为正时，会成为开关电流的一部 分。因此，通常ZVS优于ZCS，因为它可以消除由反向 恢复电流、结电容放电引起的主要的开关损耗和应力。 

图9给出了过载情况下工作点移动轨迹。变换器正常工 作在ZVS区域，但过载时，工作点移动到ZCS区域，并 且串联谐振变换器特性成为主导。过载情况下，开关电 流增加，ZVS消失，Lm被反射负载RLOAD完全短路。

这种情况通常会导致变换器工作在ZCS区域。ZCS（谐振 点以下）严重的缺点是：开通时为硬开关，从而导致 二极管反向恢复应力。此外，还会增加开通损耗，产生 噪声或EMI。 

二极管关断伴随非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt条件 下，会产生很高的反向恢复电流尖峰。这些尖峰会比稳 态开关电流幅值大十倍以上。该大电流会使MOSFET损 耗大大增加、发热严重。MOSFET结温的升高会降低其 dv/dt的能力。在极端情况下，损坏MOSFET，使整个系 统失效。在特殊应用中，负载会从空载突变到过载，为 了能够保持系统可靠性，系统应该能够在更恶劣的工作 环境中运行。

图10和图11给出了过载时功率MOSFET开关波形。电流 尖峰发生在开通和关断的瞬间。可以被认作是一种“暂 时直通”。图12给出了过载时LLC谐振变换器的简化波 形，图13给出了可能导致器件潜在失效问题的工作模式。

在t0 ~ t1时段，Q1导通，谐振电感电流Ir为正。由于 MOSFET Q1处于导通状态，谐振电流流过MOSFET Q1 沟道，次级二极管D1导通。Lm不参与谐振，Cr与Lr谐 振。能量由输入端传送到输出端。 

在t1 ~ t2时段，Q1门极驱动信号开通，Q2关断，输出电 流在t1时刻为零。两个电感电流Ir 和 Im相等。次级二极 管都不导通，两个输出二极管反向偏置。能量从输出电 容而不是输入端往外传输。因为输出端与变压器隔离， Lm与Lr串联参与谐振。 

在t2 ~ t3时段，MOSFET Q1 依然施加门极信号，Q2关 断。在这个时段内，谐振电感电流方向改变。电流从 MOSFET Q2的源极流向漏极。D2开始导通，D1反向偏 置，输出电流开始增加。能量回流到输入端。 

在t3 ~ t4时段，关断MOSFET Q1和Q2的门极信号，谐振 电感电流开始流过MOSFET Q2的体二极管，这就为 MOSFET Q1创造了ZCS条件。 

在t4 ~ t5时段，MOSFET Q2开通，流过一个很大的直通 电流，该电流由MOSFET Q1体二极管的反向恢复电流 产生。这不是偶然的直通，因为高、低端MOSFET正常 施加了门极信号；有如直通电流一样，它会影响到该开 关电源。这会形成很高的反向恢复dv/dt，时常会击穿 MOSFET Q2。这样就会导致MOSFET失效，当使用的 MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时，这种失效机 理会更加严重。 

短路失效模式

最坏情况为短路。短路时，MOSFET导通电流非常高 （理论上无限高），频率也会降低。当发生短路时，谐 振回路中Lm被旁路。LLC谐振变换器可以简化为由Cr和 Lr组成的谐振电路，因为Cr只与Lr发生谐振。因此图12 省略了t1 ~ t2时段，短路时次级二极管在CCM模式下连续 导通。短路状态下工作模式几乎与过载状态下一样，但 是短路状态更糟糕，因为流经开关体二极管的反向恢复 电流更大。

图14和图15给出了短路时功率MOSFET的开关波形。短 路的波形与过载下的波形类似，但是其电流的等级更 高，MOSFET结温度更高，更容易失效。

功率MOSFET失效机理 

体二极管反向恢复dv/dt 

二极管由通态到反向阻断状态的开关过程称为反向恢 复。图16给出了MOSFET体二极管反向恢复的波形。首 先体二极管正向导通，持续一段时间。这个时段中，二 极管P-N结积累电荷。当反向电压加到二极管两端时， 释放储存的电荷，回到阻断状态。释放储存电荷时会出 现以下两种现象：流过一个大的反向电流和重构。在该 过程中，大的反向恢复电流流过MOSFET的体二极管， 是因为MOSFET的导通沟道已经切断。一些反向恢复电 流从N+源下流过。 

如图18和图19所示，Rb表示一个小电阻。基本上，寄生 BJT的基极和发射极被源极金属短路。因此，寄生BJT 不能被激活。然而实际中，这个小电阻作为基极电阻， 当大电流流过Rb时，Rb产生足够的压降使寄生BJT基极发射极正向偏置，触发寄生BJT。一旦寄生BJT开通， 会产生一个热点，更多的电流将涌入该点。负温度系数 的BJT会使流过的电流越来越高。终导致器件失效。 图17给出了体二极管反向恢复时MOSFET失效波形。电 流等级超过反向恢复电流峰值Irm时正好使器件失效。这 意味着峰值电流触发了寄生BJT。图20和图21给出了由 体二极管反向恢复引起芯片失效的烧毁标记。烧毁点是 芯片脆弱的点，很容易就会形成热点，或者需要恢复 过多储存电荷。这取决于芯片设计，不同设计技术会有 所变化。 

如果反向恢复过程开始前P-N结温度高于室温，则更容 易形成热点。所以电流等级和初始结温度是器件失效的 两个重要的因素。影响反向恢复电流峰值的主要因素 有温度、正向电流和di/dt。图22给出了反向恢复电流峰 值与正向电流等级的对应曲线。如图22所示，大限度 抑制体二极管导通，可以降低反向恢复电流峰值。如果 di/dt增大，反向恢复电流峰值也增大。在LLC谐振变换 器中，功率MOSFET体二极管的di/dt与另一互补功率开 关的开通速度有关。所以降低其开通速度也可以减小 di/dt。 

击穿dv/dt 

另一种失效模式是击穿dv/dt。它是击穿和静态dv/dt的组 合。功率器件同时承受雪崩电流和位移电流。如果开关 过程非常快，在体二极管反向恢复过程中，漏源极电压 可能超过大额定值。例如，在图16中，漏源极电压 大值超过了570V ，但器件为500V 额定电压的 MOSFET。过高的电压峰值使MOSFET进入击穿模式， 位移电流通过P-N结。这就是雪崩击穿的机理。另外， 过高的dv/dt会影响器件的失效点。dv/dt越大，建立起的 位移电流就越大。位移电流叠加到雪崩电流后，器件受 到伤害，导致失效。基本上，导致失效的根本原因是大 电流、高温度引起的寄生BJT导通，但主要原因是体二 极管反向恢复或击穿。实践中，这两种失效模式随机发生，有时同时发生。

解决方法 

在启动、过载或短路状况下，过流保护方法有多种：

■增加开关频率

■变频控制以及 PWM控制

■采用分裂电容和钳位二极管

 为了实现这些方法，LLC谐振变换器需要增加额外的器件、改进控制电路或者重新进行散热设计，这都增加了系统的成本。有一种更为简单和高性价比的方法。由于体二极管在LLC谐振变换器中扮演了很重要的角色，它对失效机理至关重要，所以集中研究器件的体二极管特性是解决这个问题的好方法。越来越多的应用使用内嵌二极管作为关键的系统元件，因此体二极管的许多优势得以实现。其中，金或铂扩散和电子辐射是非常有效的 解决方法。这种方法可以控制载流子寿命，从而减少反 向恢复充电和反向恢复时间。随着反向恢复充电的减 少，反向恢复电流峰值和触发寄生BJT的可能性也随之降低。因此，在过流情况下，如过载或短路，这种带有 改进的体二极管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更好的保护。

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