200W开关电源功率级设计方案

　　图2是双管正激变换器。在这个应用中，FAN4800的PWM部分运作在电流模式，控制一个双管正激变换器。这个拓扑基本上和熟知的单管正激变换器相同。但它的优点是，两晶体管中的任何一个漏极电压只需要等於PFC的直流输出电压。相比之下，标准正激变换器需求两倍大小的漏极电压，差不多800-900V。此外，对於双管正激变换器，变压器构造简单，便宜，因为它不需要复位绕组。

　　当然有缺点需要考虑∶使用的拓扑需要两个晶体管，其中一个的门极电压悬浮于高电压。如果细看，这些问题都不是大问题，因为功率MOSFET 的导通阻抗正比於漏极电压，为2至2.5 倍。这意味著两个晶体管，只须有一半耐电压同时只有一半导通阻抗，即可使用更少的矽面积得到相同的传导功耗。所以两种解决方案的成本是相似的。

　　因为使用了门极驱动器FAN7382，第二缺点也没有了。这个器件包含一个完全独立的低端和高端门极驱动器。这是很重要的，因为在双管正激变换器中，所有的晶体管同时关闭和导通。当导通时，能量转移到次级;当关闭时，变压器经复位二极管D217和D218被去磁化。

　　对於双管和单管正激来说，主要设计等式完全相同，所以飞兆半导体应用说明AN-4137及其相关的电子数据表，如图3所示 [2]，可用於考虑一些变化後的计算。由於变换器直流电压由一个PFC预调节器产生，填入电子数据表的线路电压须选择适当，以获得正确的直流电压。在这个应用中，284VRMS用於两个最低和最高线电压。线频率并不影响计算。

　　接下来，考量 直流母线电容大小(例如1000uF)，因为使用到PFC，实际直流母线电容器两端的纹波电压相当小。

　　最高占空比也须严格小於0.5，允许变压器去磁化。为了留下一些馀量，最大占空比选择为0.45。

　　由於已经有了单个晶体管正激的表单，np/nr比(Excel:Np/Nr)和最大额定MOSFET电压可以忽略。

　　输出滤波电感L5的电流纹波因素Krf 的选择，通常是一个反复的过程。一方面，想使这个因素尽可能小，以减少初级和次级电流的RMS 和峰值。另一方面，L5 不得过大。因此，开始假设一个纹波因素，然後检查L5的配置结果是否可以接受。在这次设计中，KRF值为0.21，L5的计算电感为40μH。计算的绕组将完全填补一个EER2828磁环。根据选择的KRF，通过Q205和Q206的电流的RSM和峰值如下∶

　　如前所述，最高漏极电压稍微大於400V足够了，能有效使用额定电压为500V MOSFET。其次，输出建议使用600V MOSFET， 而不是一个浪涌电压限制器。SUPERFETTM FCP7N60具有下列数据

　　功耗能够很容易得到，与计算Q1功耗类似。

　　这里给出了一个功耗上限值。在实际中，励磁电感的谐振和节电输出电容使电压降低到400V以下，Q206的功耗当然是完全相同的。每一个MOSFET需要一个最大热阻为20℃/W的散热器。

　　电流感应电阻R233的值是这样选择的，最大峰值电流可能超过1.6A。如果电阻值为0.56Ω，这个条件实现了但没有馀量。出於这个原因，选择0.47Ω电阻，此时最大峰值电流为2.1A。

　　电感L5，变压器，二次整流和滤波，都可以根据Excel表计算。在工作表给出的变压器AP等式的帮助下，为变压器选择了一个EER2834磁环，绕组数据可在附录中查到。整流二极管的反向电压计算值是57V，但是推荐使用一个指定最大电压至少100V的整流二极管。为了减少传导和开关损耗，最好使用肖特基二极管。RMS电流负载在电子数据表中给出，可以用来确定二极管;实际选择的是两个FYP2010DN二极管。整流二极管D219和D220的平均电流为∶

　　确定功耗的方法与BR1和D1的方法相同。

　　再次，每个二极管使用的散热器热阻不超过20℃/W。

5、 DC/DC 变换器

　　如图所示的Buck 变换器工作在连续模式，由一个简单的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因为开放集电极输出，使用一个由Q211/212 组成的驱动器来驱动P沟道MOSFET。通过Q209，D223和L6的峰值电流是6.3A。功耗差不多很容易被确定了。结果是∶器件需要的散热器的热阻不小於25℃/W。

　　由於肖特基二极管的快速开关，寄生振荡激烈，必须采用RC 网络R246/C250和R247/C249 抑制。虽然在文献中有很多如何确定这些网络值的等式，经验显示计算值仅仅是实验优化的一个初值。原则上，使用相容在一个FYP2010中的两个二极管是可能的，但在这种情况下，每个封装的功耗加倍了，散热复杂了。另一个用两个二极管代替一个的理由是，即自驱动同步整流器(未列出)准备的PCB 需要两个单独二极管。

　　6. 待机电源

　　由FSD210B 驱动的flyback 电源(图5)，不仅产生5v输出电压，而且也给FAN4800和FAN7382供电。通过OC2，主电源在待机期间是完全关闭的，只有这个电源仍然工作。

　　通常这种电源没有什麽特别的，而且可以很容易地在AN-4137和相关电子数据表，或SMPS 设计工具[3]的帮助下进行设计。

　　实际设计的输出电压是5V，电流是0.3A，但有了上述工具，改变设计到一个不同输出电压和功率高达约6W，并不是一个问题。由於使用FOD2711BTV，输出电压下降到3.3V 也不是问题。

　　7. PCB 布局和机械构造

　　在文献[4]中可以找到功率电子布局规则，谈到高di/dt 的回路封闭区域和高dv/dt 节点的铜箔区域必须尽可能小，旨在减少电磁干扰。另外，Q1的源引脚，R233接地，R5右侧和FAN4800 接地引脚应该连接成星形，以减少共阻抗耦合的负面效应。

　　实际中的问题有∶对於较高输出功率，PCB会较大;功率半导体必须放置在大散热器上。结果是，往往不可能使回路小到应该达到的值，同时结合电流密度规则，布线和星形的铜芯面积会破坏完整的电路板。因此，一种高功率电源PCB有时是一种妥协，尤其是考虑成本须选择单面PCB。

　　如果密切留意实际的电路板，你会发现一些不太重要的信号走的路线不一定是最短路径。这允许仿效星形连接的大型接地平面。此外，接地平面和热信号之间的间隔应尽可能小(考虑可靠性，对於给定电压，间距约2mm)，以使回路最小。其次是成本因素，由一个2mm 厚铝板组成的简单散热器，被弯曲成‘U’形，并被应用到初级和次级。只有Q1，消耗更多功率，需要一个额外的散热器。

　　8. 测试结果

　　本电路板有一份详细的测试报告。这里显示了三项测试结果。

　　8.1 待机电源和输入电压

　　见图78.2 全负载效率和输入电压见图8

　　输入电压大於110VRMS时，效率远高於预计的81%。对较小的电压，数据可通过一个低阻抗EMI滤波器和去除NTC1提高。

　　8.3 功率开关和二极管波形见图9

　　图9 的左侧显示Q212 的漏极电流(下迹线)和电压(上迹线)。从电流看来，CCM中的PSU工作是很明显的。该漏极电压被很好地箝制在直流电源电压，当MOSFET关闭时。变压器去磁化之後，电压开始下降。斜率由变压器激磁电感和MOSFET 的CDS确定的谐振值决定。

　　当MOSFET 导通时，漏极电压有机会接近最低值，但由於励磁电感的高误差(+/-30%)这可能因不同电路板而异。图10 的二极管波形清楚地显示了当二极管关闭时的寄生振荡。