用于3kVA电源的AC/DC变换器-电子工程世界

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1 引言
传统的AC/DC电路采用不可控整流电路和电解电容滤波以得到波形平滑的直流电压。由于使用了非线性元件和储能元件，使得输入电流波形畸变而包含大量谐波，电网输入端功率因数低，只有0.5~0.7，因而采用功率因数校正技术是必要的。单周期控制是近年来由Keyue Smedley M提出的新型控制技术，并首先在Buck变换器中进行了实验验证[1]。其控制思想是通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参考量。其突出的特点是，开关变量在一个开关周期中精确地跟随控制基准，提供了很快的动态响应和很好的输入扰动抵制，在一个开关周期内有效地消除电源纹波干扰和开关误差，控制方法简单可靠。

IR公司采用单周期控制技术推出了专用于AC/DC功率因数校正电路的IR1150系列产品。本文基于IR1150将单周期控制技术引入Boost变换器，以实现功率因数校正。介绍了单周期控制Boost PFC变换器的原理，给出了电路的参数设计和实验结果。实验结果表明，该技术用于Boost变换器完全能够实现功率因数校正。

2 单周期控制原理
以Buck变换器为例，简要说明单周期控制原理。如图1所示：控制器主要包括积分器、复位开关Sr、比较器和RS触发器。当脉冲到来时，RS触发器置位（Q端置“1”），控制电路主开关S导通，复位开关Sr关断。在这个状态中，开关变量UD等于电源电压Uin，积分器积分直到积分输出Uint等于控制参考Uref，比较器输出复位RS触发器(Q端置“0”)，控制主开关S关断，复位开关Sr导通。由于二极管导通，开关变量UD为零，直到下一个时钟脉冲到来。

图1 基于Buck变换器的单周期控制原理图

3 单周期控制的Boost PFC变换器原理^[2]

图2给出了单周期控制的Boost PFC变换器原理框图。根据功率因数的定义可知，要实现功率因数校正须满足下式：

（1）

式中R_e──变换器的入端阻抗

如果在任何一个开关周期之内， R_e可以等效为一个纯电阻，则功率因数。在一个开关周期之内Boost变换器的输入电压和输出电压的关系可表示为：

图2 单周期控制Boost PFC 变换器原理图

图中 ──电压反馈误差放大器参数

（2）

令：（3）

式中R_s──等效采样电阻

合并式（1）~（3）得：

（4）

当输出滤波电容C_o足够大时，U_o可以看作常数。在一个开关周期之内，可将U_in看作恒定的。由公式(4)可知，I_in总是跟随U_in，从而变换器的入端阻抗等效为一个电阻，实现了功率因数校正。控制目标如下：

（5）

[page]4 参数设计^[3][4]

设计要求：

交流输入电压： U_in=165~275V

额定输出功率： P_o=3000VA

输出电压： U_o=380V

开关频率： f_s=50kHz

功率因数： λ≥0.99

4.1 电感设计

在功率因数校正变换器中，电感的设计

是至关重要的，电感设计的好坏直接关系到变换器的性能。电感由下式决定：

（6）

其中U_in(pk)min为最小输入电压的峰值，这里是233V，D为在输入电压最低时出现的最大占空比，为0.417。f_s为开关频率,取50kHz。ΔI_l为纹波电流峰峰值，取最大电感电流峰峰值的20%，经计算取L为0.36mH。PFC电感匝间寄生电容会引起开关管开通时的漏极电流振荡，因此应尽量减小其匝间寄生电容，为此在电感的绕制中最好使用单层绕组而尽量避免使用双层绕组。

4.2 输出电容

直流侧输出电容具有两个功能：1、滤除因器件高频开关动作造成的直流电压纹波；2、当负载发生变化时，在整流器的惯性环节延迟时间内。将直流电压的波动维持在限定范围内。当开关动作造成的纹波频率比较高时，只需要较小的电容就能满足第一项要求。第二项要求与负载的大小，输出纹波电压和保持时间等因数有关。一般取 =15~50ms。电容的容值由下式决定

（7）

这里U_omin为输出电压最小值，一般取300V。计算得电容为3300μF，采用4个耐压值为500V，容值为820μF的铝电解电容并联。

此外，功率管采用IXFK80N50P，耐压500V，最大正向通态电流80A。续流二极管选用RURG7560快恢复二极管，耐压600V，正向额定电流75A，反向恢复时间＜70ns。选择快恢复二极管以减小反向恢复所引起的传导和辐射干扰，同时可以降低损耗。如果在续流二极管上并联RC网络也能取得较好的效果。

IR公司采用如图2所示的单周期控制技术推出了专用于AC/DC功率因数校正电路的IR1150系列产品，其单周期控制电路的核心集成在IR1150内部，变换器基于IR1150，其典型的工作原理图如图3所示，相对于传统的平均电流模式PFC电路，该电路结构简单，所需外部元器件数量少。如在1kVA服务器开关电源中，可节省40%的电阻电容,节省50%的PFC控制器电路板面积。在功率密度问题上更为突出的小功率应用中，如大功率笔记本和液晶电视适配器，若采用CCM模式IR1150控制器，则可以降低峰值电流。因而单周期控制Boost PFC适合于开关直流电源前级。

图3 基于IR1150的Boost PFC 电路图

[page]5 实验结果及分析
由图3所给出的单周期控制Boost PFC实验电路按上述参数进行实验，用TDS420示波器可拍得如图4所示的实验波形。图4(a)是输入电压有效值为200V的MOSFET漏源电压与驱动电压波形图，其中通道1探头有20倍的衰减，因而每格电压幅值是图中所示每格电压数的20倍。图4（b）、（c）、（d）为Boost PFC变换器输入电压与电流波形图，由图可以看出，输入电流Iin波形近似为正弦波，但由于电网电压波形在峰值时仍存在一定程度的畸变，以致电流波形在峰值时也存在一定的畸变。另外当电压过零时，电流也存在一定的过零畸变。其中图4（b）为输入电压为165V时，输出功率为2701.8VA时的输入电压与电流波形。图4（c）为输入电压为220V时，输出功率为2983.0VA时的输入电压与电流波形。图4（d）为输入电压为255V时，输出功率为2979.2VA时的输入电压与电流波形。表1给出了一组输入电压为200V的实验数据。在整个实验中变换器的输出电压始终稳定在380V，可见单周期控制对输入电压扰动和负载的变化能很快的实现控制目标。

(a) MOSFET漏源电压(400V/格)与驱动电压(10V/格)波形图 (b) 输入电压(200V/格)与电流(50A/格)波形图

表1 输入电压200V时实验数据

输入电压(V)	输入电流(A)	输入功率(W)	功率因数	输出电压(V)	输出电流(A)	输出功率(W)	效率
201.6	1.568	313.9	0.994	380	0.78	296.4	0.944
200.8	3.069	616.8	0.992	380	1.55	589.0	0.954
200.4	4.642	923.6	0.993	380	2.33	885.4	0.958
200.7	6.212	1240.5	0.995	380	3.13	1189.4	0.959
200.6	7.694	1532.5	0.994	380	3.92	1489.6	0.972
201.4	9.194	1843.9	0.996	380	4.73	1797.4	0.974
199.0	10.890	2159.0	0.997	380	5.50	2090.0	0.968
200.8	12.587	2520.0	0.998	380	6.32	2401.1	0.953
198.6	14.407	2854.0	0.998	380	7.07	2686.6	0.941
199.9	16.052	3188.0	0.999	380	7.85	2983.0	0.936

6 结论
本文将单周期控制引入Boost变换器以实现功率因数校正，给出了主要参数的详细设计步骤，研制了一台3kVA功率因数校正变换器。实验证明：基于单周期控制的单相Boost PFC主电路拓扑结构简单实用，可靠性高，既可简化控制电路的设计，又无需乘法器，无需检测输入电压，因而系统更易实现，而且成本低，应用价值较高。

参考文献
[1] Smedley K M, Cuk S. One cycle control of switching converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1995, 10(6):625-633.
[2] 曹广华，胡宗波，张波．单周期控制 Boost PFC 变换器．电力电子技术．2005，39(3)：6~8．
[3] International Rectifier. IR1150 Datasheet No.PD60230[Z].
[4] International Rectifier. IR1150 Application Note.AN-1077.

关键字：变换器功率因数校正单周期控制编辑：冰封引用地址：用于3kVA电源的AC/DC变换器

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