准谐振电源的过载保护

　　准谐振（QR） 开关型电源（SMPS）的主要特点是输入电压变化时的频率变动。
　　对于一个反激电源，其输出端提供的功率遵循以下等式： 

　　其中： LP 是初级电感， IP 是初级峰值电流，FSW 是开关频率，而h则为效率。
　　因为 LP 和 h 是固定的，因而当开关频率FSW变化时， IP  必须反向改变才能维持恒定的功率输出。当输入电压VIN升高时，FSW也增加： 因此，IP  需要根据反馈环路的要求相应减小。在宽范围的电源应用中，要获得恒定的输出功率，当输入电压从高到低变化时，峰值电流几乎要增加一倍。但是QR控制器只有过流保护的特性，这是结构问题的一部分：对峰值电流进行监视，当达到最大允许值时，控制器电路会检测到过载。但是，如果电源设计为在最低输入电压（最坏情况）条件下提供额定输出功率，那么在较高的输入电压下电源将要提供更多的功率（比宽范围电源应用的需要高三倍以上）。这是反激等式的后果。
　　补偿这种效应的经典方法是在电流检测引脚上建立一个偏置，它会以输入电压VIN的函数补偿峰值电流的变化。这可以通过从高压电源到电流检测信息端连接一个补偿电阻来实现（参见图1a）：这一技术叫做过载保护。

图1a，OPP的标准解决方案

　　然而这种方案并非经常可行：CS引脚可能要用于另一功能，或者为了抑制噪声引脚电阻必须保持在较低状态，这就强迫使与电流检测信息端串连的电阻（RCS）采用低值，要求一个低补偿电阻RCOMP，浪费了许多功率：当目标为低待机功率时，这种解决方案不可接受。
　　为了解决这个问题，可以使用输入电压的一部分，以便降低RCOMP上的电压降：那么，就可以忽略浪费在电阻上的功率。
　　这可以用辅助绕组的正向电压来实现：在正激绕组上，在导通时间内存在一个正比于VIN的电压。大多数时间里，反激辅助绕组已经供电给控制器，同时也检测磁心去磁：通过改变绕组的配置，可以产生反激信息用于去磁检测（在关闭时间内），并且在同一个绕组上结合正激信息用于过载补偿（在导通时间内）。在辅助绕组中串联一个二极管，我们可以获得正向电压（参见图1b）。这个正向电压和N.VIN成正比（N是初级绕组和辅助绕组之间的匝数比）。增加RFWD以在正激工作中提供反向电流。

图1b，实际电路，减小补偿损失

　　知道正向电压和串连电阻RCS的值以后，计算在高输入电压时建立对电流检测信号预期的偏置所需的补偿电阻RCOMP的值就变得较为简单了。
　　在安森美半导体NCP1207的演示板上还装有D11N4448二极管，RCS=680Ω，RCOMP=18kΩ,RFWD=4.7kΩ,对于100Vdc保护在60W触发，对于365Vdc保护在70W触发，而没有补偿时，100Vdc为55W，365Vdc为165W（参见图2）。

图 2，补偿措施应用于QR控制器时提供的最大输出功率和 VIN 的关系

　　图3和图4明确显示了补偿的效果，两图在相同的负载条件下测得。高线电压时有一个较大的附加补偿偏移量（图3），而低线电压时偏移量可忽略（图4）。

图3，VIN = 365Vdc时的线路电压补偿


图 4，VIN = 100Vdc时的线路电压补偿