电感选择对DC-DC转换器性能的折衷

该评估板(图1)包含有一个0.47uH电感，可以同时提供较高的效率和快速负载暂态响应。较低的电感值导致较低的效率，较大的电感以暂态响应为代价提供更高的效率。本文中讨论的其他电感(表1)经过选择可以与评估板的PCB封装相匹配，并且能以最小的改动(如果需要)来配合评估板的电路。

尺寸考虑

表1中两个系列的电感提供不同的磁芯尺寸。它们的引脚相同，但是FDV0630系列电感在电路板上要高1mm。较高的高度使得使用较短的铜线成为可能—使用更大的直径或较少的匝数，或二者兼具。

0.2uH以及更低的电感表现出很低的效率，因此更小的电感未予考虑。较小的电感值还带来较大的峰值电流，它必须保持低于MAX8646的最低电流限制以防止失稳。另一方面，大于1uH的电感也不合适。评估0.47uH和1uH的电感值将使得这些折衷更加清楚。请注意较大的FDV0630系列电感具有相同的电感值和引脚，但是提供更低的电阻和更高的额定电流。关于电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较超出了本文的讨论范围，但是电感制造商可以提供很多相关主题的文章。

磁芯的考虑

Toko公司的FDV系列电感采用铁粉芯，它们提供更好的温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。其他选择是钼坡莫合金粉末(MPP)、气隙铁氧体以及(例如)铁硅铝磁合金(Kool Muu)或高磁通磁环。鉴于混合镍、铁和钼粉末的成本，MPP通常是最昂贵的选择。铁硅铝磁合金(Kool Mu)是一种次昂贵的复合粉末磁芯。在多数电源中常见的罐形、E和EI形磁芯为气隙铁氧体。这些外形可以在必要时提供灵活性和可变性，但是成本更高。高磁通磁环通常用于滤波电感而不是电源变换电路。关于电感的更多信息，可以参考：http://www.dzsc.com/product/infomation/318449/2012913153315960.html

性能评估和效率比较

图1电路中各种电感的效率比较(图2)显示，在输出电流低于2A时1uH电感具有最好的效率，在低于3A时0.2uH的效率最低。在电感量相同时，尺寸较大(FDV0630)直流电阻较低的电感在整个输出电流范围内可提供0.5%至1%的效率提升。

对于FDV0620系列的0.47uH和1uH电感，可以注意到在2A附近其效率曲线有一个交叉：2A以下1uH电感具有较高的效率，2A以上0.47uH的效率更高。1uH电感所具有的较大串联电阻导致了这种效率的差异。

开关波形的比较

另一种性能折衷(图3和图4)可以在电感电流、电感电压(引脚14至引脚16)和输出电压纹波的典型波形中看到。图3使用电感量较小的FDV0620-0.47uH电感产生较高的峰值电流。输出电压纹波低于18mV峰峰值，而FDV630-1.0uH电感(图4)产生的纹波峰峰值刚超过12mV。峰值电流对输出电容充电并且提供负载电流。在电容的ESR上会流入和流出较大的电流，这将产生较高的输出电压纹波。如果必要，可以通过使用较大的输出电容来降低该纹波。

负载暂态的比较

不同的电感提供不同的负载暂态响应(IC和补偿网络同样对该响应有贡献)。MAX8646 IC需要外部补偿，但是其他开关稳压器IC包含内部补偿，它们通常指定允许的电感值范围。从另一方讲，外部补偿允许设计更加灵活。

图5和图6给出了图1所示电路在从2A至5A再返回至2A的负载阶跃时FDV0620-0.47uH和FDV0620-1uH电感的负载暂态响应，在图6中，外部补偿经过调整以配合1uH电感值。参考图1，改变了以下三个元件来达到该目的：C10 = 1000pF，R4 = 5900，R6 = 316。请注意图5中的输出电压过冲要低于图6。对于具有相同电感量的DV0620和FDV0630系列，测量到的响应相同。

工作原理

在描述了电感选择的测量结果之后，我们现在概括其工作原理。下面的等式忽略真实电感的寄生特性，但是它仍可为电感的工作原理提供良好的理解。

高边MOSFET在电感充电期间(tON)导通，将电感连接至输入电源电压。在确定电感值以后，可以用tON = T替换dt，用(VIN- VOUT)替换V，然后计算I (即di)。表2给出了图1所示电路中(I与本文所讨论的电感之间的对应关系。图1中电路满足表2参数的条件是VIN = 3.3V，VOUT = 1.8V，(T = D x T，其中D为占空比(VOUT/VIN)，T为开关周期(1/fS)。

表2. 给定电感值与电感电流变化

di/dt (I/T)的中值等于IOUT，因此峰值电流等于IOUT加I/2。可以看到在负载电流相同时较小的电感将导致较大的峰值电流。

直流电阻(DCR)

IC和电感的功率损耗可以从效率曲线得到。对于图2中的FDV0620-0.47uH，输出电流取1A时效率为92.5%。输出功率为1A乘以1.8V即1.8W，因此输入功率为1.8/0.925 = 1.946W。总损耗为PIN - POUT = 0.146W。主要的功率损耗来自电感直流电阻、MOSFET RDS(ON) (导通电阻)以及开关损耗。IOUT2 x DCR等于电感的功率损耗。

FDV0620-0.47uH在1A输出电流时的DCR损耗为8.3mW (见表3)，占总损耗的5.7%。在IOUT = 4A，PIN = 8.1W，POUT = 7.2W (效率 = POUT/PIN = 88.9%)时，总损耗为PIN - POUT = 0.9W;FDV0620-0.47uH在4A时DCR损耗为132.8mW，占总损耗的14.7%。IOUT2的结果是在较大输出电流时DCR损耗更大。

表3. DCR引起的功率损耗

导通损耗是电感电流或IOUT、占空比(D)和RDS(ON)的函数：

PCONDM = ILX2 x RDS(ON) x D高边导通损耗为：

1A输出电流时，PCOND = 12 x 0.022 x 1.8V/3.3V = 12mW。

4A输出电流时，PCOND = 42 x 0.033 x 1.8V/3.3V = 288mW。

低边导通损耗为：

1A输出电流时，PCOND = 12 x 0.022 x (1-1.8V/3.3V) = 10mW。

4A输出电流时，PCOND = 42 x 0.033 x (1-1.8V/3.3V) = 240mW。

1A时RDS(ON)取室温时测量的典型值，但是大电流时MOSFET工作在较高的温度。RDS(ON)可以进行调整以适应较高的温度，因此在4A输出电流时取33m。

开关损耗

开关损耗发生在开关打开和关闭的过程中，由MOSFET栅极电容充放电电流引起。在开关打开的瞬间，开关两端的电压较高，但是在电压下降前电流持续上升。下面的等式可以使用逼近法粗略计算开关的功率损耗：

PSW = uV x IOUT x tSW x fSW其中tSW为开通或关闭时间，fSW为开关频率。对于1A输出电流，PSW = u x 3.3V x 1A x 5ns x 1MHz = 8.24mW在本例中无法方便的测量tSW，因为MAX8646的开关内置，它们共享公共连接LX(引脚15至引脚16)。在死区时间前后，LX端的上升和下降时间大致各为5ns。

上面的功率损耗计算同时适用于开通和关闭。因为本例中LX端的上升和下降时间tSW相同，可以将该数值乘以4。如果MOSFET外置可以进行测量，然后可以单独计算得到更精确的结果。对于0.47uH电感，在1A输出电流时开通和关闭损耗大概各为32.96mW。

结论

在为PWM电压模式开关稳压器选择电感时的折衷可以方便的进行确定。较大的电感提供较低的峰值电流和较低的损耗，可以提高效率。较小的电感通常带来较低的效率，但是在负载变化时提供更快速的响应。另外，类似于电感值，较大的磁芯尺寸可以在电感值相同时提供更低的DCR，较低的DCR可以获得更好的动态性能。在任何情况下，在确定最终电路之前都必须经过测试!