串联谐振逆变实验与波形分析

IGBT 的关断与接通都存在一些的问题

关断的问题:1.关断损耗 2.关断过电压 3.关断过程中微分热阻带来的局部热击穿

接通的问题:1.并联ZVS电容下接入的时机 2.共态导通问题 3.反向恢复的问题

借助串联谐振回路,使得 IGBT 的工作条件大为改善:

1. 串联全谐振变换器曾经是上世纪60-70年代最流行的变换器,只要给出合适的死区时间,即可实现很好的软开关变换. 现代的数控技术给这一经典的变换电路增添了不少活力,在控制方面解决了很多以前难以克服的困难,工程上应用它的关键技术问题有三个:

. ZCS 频率追踪控制(随负载、电源漂移而调整工作频率,让换相始终处于接近零电流下的弱感性)

. ZVS 死区追踪控制(因负载电流不同而调整死区,实现零电压接通,接近零电压关断)

. ZCS_ZVS 交替追踪控制(既实现频率追踪又实现动态死区,具有良好的开关过度与调功特性)

2. 关断过压问题; 既使ZVS电容较大(103),当分布电感较大时在荷载下关断,仍然会在开关上激起高于电源几百伏的浪涌电压,震荡频率大约能达到几兆,震荡衰减很快,但强烈的震荡也给开关带来了显著的额外损耗,改善的关键措施在于降低分布电感、放置较大的浪涌电流吸收电容(105-106);

荷载下关断过压 1 (ZVSC=103)

荷载下关断过压 2 (ZVSC=103)

3. ZVS 初步设定; 假设 IGBT 下降时间为 180nS ,那么荷载下的过渡时间应设为多少?比如过渡时间设定为 1 - 1.5uS ,当然关断损耗比较小,但是这样的话,在空载下不能实现软过渡,看到了严重的硬开通;

空载下严重的硬开通,散热器很快就烫手了 (ZVSC=104)

荷载下的良好过渡 (ZVSC=104)

荷载下的艰难过渡 1 (由于过度太快,关断损耗大 ZVSC=223)

荷载下的艰难过渡 2 (由于过度太快,关断损耗大 ZVSC=223)

4. ZVS 关断损耗问题 在最坏情况下,初级电流波形是锯齿波,关断完全发生在最高的峰值处,IGBT的关断损耗可能达到整个开关损耗的90%以上;如果没有 ZVS 过程,那么IGBT甚至没有VMOS的输出平均功率大!然而我最近不仅学会了使用ZVS过程,而且把它继续推进到了几乎让人难以置信的程度-------我将CBB474直接并联到IGBT上进行缓冲;

荷载关断过程 (△V 只有 30V 小浪涌电压 ZVSC=474)

在相同时基下的空载关断过程 (ZVSC=474)

5. ZVS 下的硬接通问题; 硬接通问题是一个较难处理的问题.在没有荷载的情况下,焊机长时间工作,察看一下散热器的温度,马上就意识到问题的严重性,有时空载下居然达到了温度开关保护的程度!虽然 IGBT 硬接通要比硬关断坚强地多,但是来不及散出的热量就直接威胁到了关断过程的安全.处理这一问题的关键在于实现动态死区;

空载下含有很少量硬开通的过渡 1 (ZVSC=103)

空载下含有很少量硬开通的过渡 2 (ZVSC=103)

空载下几乎没有硬开通的过渡 2 (ZVSC=103)

空载下几乎没有硬开通的过渡 3 (ZVSC=103)

较好的过渡 (ZVSC=103)

含有硬接通的过渡 (ZVSC=103)

良好的 ZVS 过渡一定是线性的 (ZVSC=103)

6. ZVS 动态死区 超越固定死区的桎喾、超越小ZVS电容的束缚,放置ZVS电容104 ,使边沿谐振的关断与接通不再残酷!

空载下的慢过渡 1 (5uS) (ZVSC=104+103)

荷载下的快过渡 1 (750nS) (ZVSC=104+103)

空载下的慢过渡 2 (5uS) (ZVSC=104+103)

荷载下的快过渡 2 (750nS) (ZVSC=104+103)

7. ZVS 动态死区 超越固定死区的桎喾、超越小ZVS电容的束缚,放置ZVS电容474 ,使边沿谐振的关断与接通不再残酷!动态死区可以做到 25uS 以上,感亢降压模式可以极高的开关效率连续工作;

良好的空载过渡 1 (ZVSC=474)

良好的空载过渡 2 (ZVSC=474)

良好的空载过渡 3 (ZVSC=474)

荷载载过渡 1 (ZVSC=474)

荷载载过渡 2 (ZVSC=474)

相同时基下的对比----空载过渡 (ZVSC=474)

ZVS电压与电流的相位关系

8. 串联谐振_ZVS 模式 三角波电流激励负载,谐波分量高于正玄波;选择合适的隔直电容,避免发生容性换向,输出电流靠初级感亢降压抑制,借助于重 ZVS 缓冲过程和动态死区控制,可实现很高的转换效率; 缺点有:1.调频范围太宽,产生一些意想不到的问题,如进入可闻声限等;2.初级有无功电流,回路利用率不够高;3.当初级电感太小时,可能因负载抖动产生很高的di/dt ,威胁到IGBT 的安全;4.一个十分重要的问题是减小流过 IGBT 无功功率的问题,显然在有限容量的开关器件中存在无功分量减小了可用功率,无功电流与无功电压都是重要的因素,但是完全失去无功分量后,就不存在“软开关”了,ZVS方式减小了开关损耗,但是却没有设法减小无功功率分量;

电容部分放电后的变压器(及附加电感)电压(电容206)

负载回路的电流 (互感器 0.1A/mV)

9. 串联谐振_ZCS 模式 很好的正玄波电流激励负载,谐波分量最少;让电容与电感发生少量或深度的的串联谐振,换向在荷载下趋向于 ZCS-ZVS ,既使只使用简单的固定死区时间,只要给出的死区余量较大,也能极大地改善 IGBT 在重功率下的换向条件;这是实现重功率的主要手段,实现良好的换相条件需要谐振电容的峰值电压等于激励电压的5-7倍,震荡频率谱系很纯,频率漂移也不快,非常适合数控,相信这是当今技术条件下实现重功率变换的唯一策略;

在深度谐振下的电感电压以及换向时机 (输入经过100:1电压互器)

在深度谐振下的电感电压与次级输出电容电压

CH1:次级输出电容电压

CH2:初级电感电压(输入经过100:1电压互器)

频率追踪 01

频率追踪 02

频率追踪 03

频率追踪 04

频率追踪 05

频率追踪 06

频率追踪 07

频率追踪 08

频率追踪 09

频率追踪 10

频率追踪 11

频率追踪 12

10. 串联谐振 ZCS_ZVS 交替追踪控制模式 ZCS 频率追踪、ZVS 辅助换相、调频调功;综合了 ZVS 与 ZCS 的优点,适合广泛的应环境,易于调功,折衷地考虑开关损耗与谐振损耗,非常灵活;

电流波形 1

电流波形 2

电流波形 3

电压波形 1

电压波形 2

电压波形 3

11. 设计自己的嵌入性控制系统进入实验历程

在串联谐振变换实验中,我一直坚持使用18V的峰值电平来驱动IGBT的开启与关闭;我的逆变实验从2003年的下半年开始,虽然经历了无数的挫折,但是我始终相信这一驱动电平没有问题,一直到现在,我还是这个观点;最近 IR 新型的IGBT栅极击穿电压界限达到了30V,看来栅极驱动电压可能还要更高一些;高的驱动电压是减小导通损耗的有效手段,导通损耗热量是非常显著的,通常一个单管都达到70W以上;当然也只有在开关损耗很小的情况下才出现,否则将忙于应付开关损耗带来的可靠性问题,而无暇顾及这导通损耗了;

驱动波形 1

驱动波形 2

实现目标的基础问题

1.实现在重功率下深度谐振,降低换向时开关应力,并实施频率追踪以充分降低串联谐振回路的复阻抗来降低无功功率;

2.实现在几乎所有情况下,换向时负载回路都呈感性;

3.实现在不同负载下的动态死区调节,以减少空载、小载下的接通损耗;

实际上难以克服的困难:

1.谐振回路的问题很多

a.谐振电容器发热严重,电压也很高,经常爆浆、炸裂

b.电感器的绕组因趋肤效应导致异常发热严重

c.电感器使用闭磁路不能实现,开磁路又对周围元件影响严重

d.电感器用铁粉芯类磁芯无法连续工作

e.电感器用铁氧体类磁芯太易于饱和

f.借助于油浸、铜管水冷,可以解决问题但是结构复杂;

2.当负载抖动严重时,变压器时常工作处于饱和边界之外,发出难以忍受的尖叫声音

3.当需要实现的目标功率小时就很不划算:控制本身复杂、用料成本高、体积也不能做太小

选择它的理由:

1.重功率变换的必经之路,静电除尘、高频点焊、功率超声等唯一可选电路结构

2.可靠性高

3.功率可扩展性强,功率轻松扩展到兆瓦级,理由是很容易通过多个独立谐振回路多相合成,均流误差 < 5%

我个人的主观倾向:

1.在大、中等功率下是最易于实现高可靠性的电路结构,出于可靠性考虑奋斗路程较短

2.比较易于结合数控,电路结合数控后有很多特色,如调频、离散、多相合成等

3.我所开发的某几种机器别无选择地应用这一结构,我也就比较熟悉一些,有亲近感

4. 我看待产品设计的侧重:性能>可靠性>可扩展性>成本 。