一种用于APFC的改进型ZVT－BOOST电路

摘要：介绍一种改进型ZVT－BOOST电路，辅助管增加了无损吸收电路，进一步提高了软开关

电路的效率。文中分析了电路的工作原理，给出了仿真与实验结果以及主要参数的设计。

关键词：软开关电路无损吸收效率

An Advanced ZVT－ BOOST Circuit for APFC

Abstract: The paper introduces an advanced ZVT－ BOOST circuit. In order to enhance the efficiency, an lossless snubber circuit is given for auxilliary switching. The analysis of the circuit theory, PSPICE simulation and experimental result are also given.

Keywords:Soft－ switching circuit Lossless snubber Efficiency

1引言

　　有源功率因数校正（APFC）技术能够实现各种电源装置网侧电流正弦化，把非线性负载变换成为一个等效纯电阻，使功率因数接近1，极大地减少了电流的高次谐波，消除了无功损耗，减小了电磁干扰（EMI）。目前已进入商业实用阶段。由于是在电网和电源装置之间串联插入的功率校正装置，因此功率因数校正装置的可靠性和电效率显得尤为重要。能够实现功率因数校正的电路有多种，在功率较大的场合，BOOST电路具有许多优点而得到了广泛的应用[1]。但是，单相BOOST型PFC硬开关变换器工作于电流连续模式（CCM）时，由于BOOST二极管的反向恢复，功率开关器件将产生很大的开通损耗（这部分损耗将占PFC电路总损耗的30％）[2]。同时产生很大的干扰。这不仅降低了功率，更为严重的是，由于损耗引起温升，降低了可靠性。所以在大功率时，硬开关BOOST电路存在严重的缺陷[1]。零电压过渡（ZVT）技术应用于BOOST电路很好地解决了二极管反向恢复问题。但是其辅助管工作于硬关断状态，将产生较大的关断损耗。

2改进型ZVT－BOOST电路的原理

　　为了减少ZVT－BOOST电路辅助管的关断损耗，在辅助管上加入无损吸收电路，实现辅助管的软关断。电路如图1所示，图中C1、VD1就是关断时的无损耗吸收电路。

　　电路的工作有八个阶段组成，如图2所示。

　　Mode1,t0－t1阶段：t0时刻辅管Sr受控开通，流过BOOST二极管VD的电流iD开始向辅管Sr、辅助电感Lr换流。LrdiLr/dt=U0，直至iLr=iL,iD=0。

　　Mode2,t1－t2阶段：BOOST二极管VD电流过零关断，谐振电容Cr(包括主管S的内部电容)和辅助电感Lr谐振，iLr继续上升，Ucr下降。

　　当Uin>Ucr时，BOOST电感L中的电流iL开始上升。

　　Mode3,t2－t3阶段：Ucr下降为零，主管S的内部反并联二极管导通，主管S的端压被钳位于－0.7V。

　　Mode4,t3－t4阶段：在零端压下主管S受控开通，iL流入S：LdiL/dt=Uin，同时辅管Sr受控关断，iLr向吸收电容C1以及辅管Sr内部电容Cds谐振充电：LrdiLr/dt=Ucl=UCds,(C1＋Cds)dUcl/dt=iLr。

　　由于增加了吸收电容C1，所以辅管Sr关断时电压上升的速度变慢，实现了关断缓冲。

　　Mode5，t4－t5阶段：当Ucl=Ucds=UO时，VD2导通，Ucl、Ucds被箝位于UO，Lr通过已开通的主管S向负载释放能量，直至iLr=0。

　　Mode6,t5－t6阶段：iLr下降为零，VD1、VD2、VD3因电流过零关断，iL通过导通的主管S继续上升。

　　Mode7,t6－t7阶段：主管S受控关断，iL向Cr充电，Ucr上升；由于Ucl＋Ucr=UO,Ucr上升使Ucl下降（也就是iL向C1反向充电，VD2导通）。直至Ucr=UO,Ucl=0,使辅管Sr的缓冲电容C1电压无损回零，实现

图1改进型ZVT－BOOST电路

（a）Mode1   (b)Mode2

（c）Mode3    (d)Mode4

（e）Mode5    (f)Mode6

（g）Mode7    (h)Mode8

图2电路工作的八个阶段

图3电路工作的原理波形

了无损吸收，可以看出，C1对主管S关断也起到了关断缓冲的作用。

　　Mode8,t7－t8阶段：BOOST二极管VD开通，并保持Ucr=UO,Ucl=0。

　　电路进入下一周期。图3给出了电路的主要波形。

　　可以看出，改进型ZVT－BOOST电路的主管在零电压下开通。关断时，并联电容减少了关断损耗。辅管由于增加了缓冲吸收电容C1，减少了关断损耗。而且吸收电路的能量（1/2）C1U2o向负载释放，没有造成损耗。因此，无损吸收进一步降低了原来ZVT－BOOST电路的损耗。

3仿真结果

　　对图1电路用PSPICE进行仿真，选用参数为：L=600μH，Cr=1000pF,Lr=20μH,C1=1nF,Cds=400pF,Uin=200V(DC),UO=400V,RO=82Ω。图4给出了仿真结果。

4主要参数的设计

　　把改进型ZVT－BOOST电路运用于PFC，设计指标：Pin=4.0kW,Uin=220V,Uo=400V,fs=50kHz,PF>0.99,输入电流脉动<10％ 。

(1)BOOST电感L

L的选取应满足输入电流纹波的要求，根据SPWM的调制原理，不难得到[4]。

式中，Uin(pk)为输入电压的峰值；△I为最大输入电流纹波。

（2）输出滤波电容Co

对输入、输出瞬时功率进行分析，可以看出输出电压Uo包含有两倍网频（即100Hz）的纹波，为了使Uo满足设计要求（脉动<5％ ） ，

（3）谐振参数Lr、Cr

由前述原理可知，为了保证主管零电压开通，主管的开通时刻应比辅管延时一段时间td,

td≥t2－t1=t10＋t21(4)

式中，t10为iL从VD换向Sr所需的时间，

t10=t1－t0=Lr·iLmax/Uo(5)

其中iLmax应取最大输入电流并考虑其纹波。

其中Tr为谐振周期。

　　改进型ZVT－BOOST电路由于给辅管增加了无损吸收电路（缓冲强度可按强型设计），大大减小（甚至消除）了关断损耗，进一步减小整个电路的损耗。

图4PSPICE仿真结果

图5改进型ZVT—BOOST电路实验波形

　　设计时，谐振频率fr一般取开关频率fs的5～10倍。过高，则谐振电流峰值太大；过小，则td过长，主电路不能利用的占空比太大，造成输入电流的畸变和输出电压的不稳。Cr的选取应有利于减少主管的关断损耗和不引起过大的谐振峰值电流。由于C1同样对主管起到了关断缓冲吸收的作用，因此Cr的值可取小，甚至不用外接。取Cr=1000pF(包括主管内部输出电容)、Lr=20μH，td=2μs。

　　（4）吸收电容C1

　　C1取大有利减小主管和辅管的关断损耗，但过大，则会造成L中的能量不足以使UC1恢复回零，起不到缓冲的作用，实验中取C1=1nF。

5实验结果与结论

(a)主管驱动与主管端压波形  (b)PFC电路输入端电压、电流波形

　　图5给出了采用改进型ZVT－BOOST电路实现PFC的实验波形。

参考文献

1 Hengchun Mao, Fred. C. Lee, “ Review of Power Factor Correction Techniques,” IPEMC'97

2 K. Dierberger, “ New U1trafast Recovery Diode Technology Improves Performance of High Frequency Power Circuit” , APT Application Note, APT9301.

3 Guichao Hua, Chingshang Leu et al,“ Novel Zero－ voltage transition PWM Converters", IEEE TRANS. Power Electron., 94, 9(2): 213～ 218

4 Philip C.Tood, “ UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design” , Unitrode Application Note, U－ 134, 95.