全数字单相三电平整流器的控制电路设计

0 引言

三电平(ThreeLevel，TL)整流器是一种可用于高压大功率的PWM整流器，具有功率因数接近1，且开关电压应力比两电平减小一半的优点。文献[1]及[2]提到一种三电平Boost电路，用于对整流桥进行功率因数校正，但由于二极管整流电路的不可逆性，无法实现功率流的双向流动。文献[3]，[4]及[5]提到了几种三电平PWM整流器，尽管实现了三电平，但开关管上电压应力减少一半的优点没有实现。三电平整流器尽管比两电平整流器开关数量多，控制复杂，但其具有两电平整流器所不具备的特点：

1)电平数的增加使之具有更小的直流侧电压脉动和更佳的动态性能，在开关频率很低时，如300～500Hz就能满足对电流谐波的要求;

2)电平数的增加也使电源侧电流比两电平中的电流更接近正弦，且随着电平数的增加，正弦性越好，功率因数更高;

3)开关的增加也有利于降低开关管上的电压压应力，提高装置工作的稳定性，适用于对电压要求较高的场合。

1 TL整流器工作原理

TL整流器主电路如图1所示，由8个开关管V11～V42组成三电平桥式电路。假定u1=u2=ud/2，则每只开关管将承担直流侧电压的一半。

图1 TL整流器主电路

以左半桥臂为例，1态时，当电流is为正值时，电流从A点流经VD11及VD12到输出端;当is为负值时，电流从A点流经V11及V12到输出端，因此，无论is为何值，均有uAG=uCG=+ud/2，D1防止了电容C1被V11(VD11)短接。同理，在0态时，有uAG=0;在-1态时，有uAG=uDG=-ud/2，D2防止了电容C2被V22(VD22)短接。

右半桥臂原理类似，因此A及B端电压波形如图2所示，从而在交流侧电压uAB上产生五个电平：+ud，+ud/2，0，-ud/2，-ud。

图2 TL整流器波形

每个半桥均有三种工作状态，整个TL桥共有32=9个状态。分别如下：

状态0(1,1) 开关管V11，V12，V31，V32开通，变换器交流侧电压uAB等于0，电容通过直流侧负载放电，线路电流is的大小随主电路电压us的变化而增加或减小。

状态1(1,0) 开关管V11，V12，V32，V41开通，交流侧输入电压uAB等于ud/2，输入端电感电压等于us-u1。电容C1电压被正向(或反向)电流充电(u1

状态2(1,-1) 开关管V11，V12，V41，V42开通，输入电压uAB=ud，正向(或反向)电流对电容C1及C2充电(或放电)，由于输入电感电压反向，电流is逐渐减小。

状态3(0,1) 开关管V12，V21，V31，V32开通，交流侧输入电压uAB等于-ud/2，输入电感上电压等于us+u1。电容电压被正向(或反向)电流充电(或放电)。

状态4(0,0) 开关管V12，V21，V32，V41开通，输入端电压为0，电容通过直流侧负载放电，线路电流is的大小随主电路电压us的变化而增加或减小。

状态5(0,-1) 开关管V12，V21，V41，V42开通，交流侧电压为ud/2，正向(或反向)电流对电容C2充电(或放电)，电容C1通过负载电流放电。

状态6(-1,1) 开关管V21，V22，V31，V32开通，uAB=-ud，正向(或反向)线电流对两个电容C1及C2充电(或放电)，由于升压电感电压正向，线电流将逐渐增加。

状态7(-1,0) 开关管V21，V22，V32，V41开通，交流侧电压电平为-ud/2，正向(或反向)电流对电容C2充电(或放电)，电容C1通过负载电流放电。

状态8(-1,-1) 开关管V21，V22，V41，V42开通，输入端电压为0，升压电感电压等于us，两个电容C1及C2均通过负载电流放电。电流is根据电压us的变化而增加(或减小)。

2 硬件电路设计

从图2可以看出，在输入电压频率恒定的情况下，要在变换器交流侧产生一个三电平电压波形，输入电压一个周期内应定义两个操作范围：区域1和区域2，如图3所示。

图3 工作区域[page]

在区域1，电压大于-ud/2，并且小于ud/2，在电压uAB上产生三个电平：-ud/2，0，ud/2。同理，在区域2，电压绝对值大于ud/2，并小于直流侧电压ud，在电压正半周期(或负半周期)上产生两个电平：ud/2和ud(或-ud/2和-ud)。相应电平的工作区域如表1所列。

表1 相应电平的工作区域 工作区域 1 2 1 2

us>0 us<0 us>0 us<0

高电平 ud/2 0 ud -ud/2

低电平 0 -ud/2 ud/2 -ud

为方便控制，这里定义两个控制变量SA及SB，其中

SA=

(1)

SB=

(2)

根据表1可以设计一个开关查询表，如表2所列，将其存储在DSP中，当进行实时控制时，便可根据输入电压、电流信号，从表中查询所需采取的开关策略。

表2 查询表 SA SB V11 V12 V21 V22 V31 V32 V41 V42 uAB

1 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0

1 0 1 1 0 0 0 1 1 0 ud/2

1 -1 1 1 0 0 0 0 1 1 ud

0 1 0 1 1 0 1 1 0 0 -ud/2

0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0

0 -1 0 1 1 0 0 0 1 1 ud/2

-1 1 0 0 1 1 1 1 0 0 -ud

-1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 -ud/2

-1 -1 0 0 1 1 0 0 1 1 0

整个控制系统以一片DSP为核心，控制框图如图4所示。

图4 控制框图

锁相环电路产生一个与电源电压同相位的单位正弦波形，ud的采样信号通过低速电压外环调节器进行调节，电流is的采样信号通过高速电流内环G1进行调节，电容C1端直流电压u1与电容C2端直流电压u2分别通过两个PI调节器进行调节，补偿环G2用于补偿两只电容电压的不平衡。

检测的线电流命令is与参考电流is*比较，产生的电流误差信号送至电流内环G1，以跟踪电源电流变化，产生的线电流波形将与主电压同相位。

3 软件设计

系统采用两个通用定时器GPT1及GPT2来产生周期性的CPU中断，其中GPT1用于PWM信号产生、ADC采样和高频电流环控制(20kHz)，GPT2用于低频电压环的控制(10kHz)，两者均采用连续升/降计数模式。低速电压环的采样时间为100μs，高速电流环采样时间为50μs。中断屏蔽寄存器IMR，EVIMRA和EVIMRB使GPT1在下降沿和特定周期产生中断，GPT2则仅在下降沿产生中断。

整个程序分为主程序模块、初始化模块、电流控制环计算模块、电压控制环计算模块、PWM信号产生模块等五大部份。程序流程如图5所示。

图5 主序流程

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4 仿真结果及实验

仿真参数如下：输入电压us交流220V，50Hz，

输出功率1kW，开关管GTO，开关频率500Hz。整流状态和逆变状态下电源电压us、电源电流is、交流侧电压uAB波形分别如图6及图7所示。

图6 整流状态波形

图7 逆变状态波形

实验结果也证实了设计的正确性，在采用GTO管、开关频率较低(500Hz)时，输入侧电流波形仍然非常接近正弦，装置得到了接近1的功率因数，同时开关上的电压应力减少了一半。

5 结语

采用全数字控制的三电平PWM整流器将控制系统外围电路减至最少，在较低成本下可以获得很高的性能。基于DSP的三电平整流器比传统功率因数校正电路动态性能更好，在较低的开关频率下就可以获得比较好的正弦化电流波形，并可用于GTO等开关器件。如用于高压、大功率三相电路、VVVF电源、电机控制等领域，该方案优越性更明显。