交流传动电力机车直接转矩控制策略实现

1 引言
    对交流传动电力机车这类变流器开关频率较低而关断电流较大的交流传动控制系统而言，无论是使用矢量控制还是DTC策略，当它与空间矢量调制(SVPWM)策略结合时，在整个调速区段，定子磁链轨迹不可能一直保持为准圆形，都会从一定速度开始由异步调制向同步调制过渡，
以及在某个速度段内不同载波比的分段同步调制的过渡。异步调制利用较高的开关频率使定子磁链最大限度地逼近圆形，从而减少低速运行时定子电流畸变问题，分段同步调制使定子磁链轨迹转为多边形，降低了电机高速运行时逆变器开关频率和开关损耗，但分段同步调制算法较复杂。这里提出了一种适用于电力牵引的DTC方案，它由异步牵引电机低速运行的新型空间矢量异步调制DTC和高速运行时直接自控制(DSC)方式组成，通过速度阈值切换两套策略，完成了对异步牵引电机的闭环控制，仿真和实验验证了该方案有效。

2 牵引电机的直接转矩控制实现
2．1 低速异步空间矢量调制直接转矩控制
    电力机车在低速区段使用新型基于SVPWM的DTC技术，如图1所示。

    图1首先利用观测器估算(k-1)时刻静止α，β坐标系下定子磁链幅值|ψs|及其α，β轴上的分量ψsα和ψsβ，以及此时转矩Te，对转矩和磁链分别进行PI调节，那么转矩PI将调节出转矩动态增量△Xd，磁链PI将调节出磁链动态增量kψ，最后可得在此控制周期Ts结束时，希望定子磁链所在位置θref为当前磁通角度θ加上稳定运行扫过角度△Xσ以及△Xd，即：θref=θ+△Xσ+△Xd。
    对于定子磁链幅值，设当前量为|ψs|，因此希望在Ts结束时，定子磁链幅值为|ψs|(1+kψ)，最后可确定预测的那么在Ts内定子磁链的增量△ψs=ψsref-ψs(k-1)。假如Ts足够短，可认为有：包含了下一时刻所希望得到的转矩值与|ψs|信息，将进行空间矢量异步调制就可得到牵引逆变器的门极脉冲，从而控制电机。[page]

2．2 分段同步调制方式
    图2为两种策略的逆变器开关频率。异步调制正负半周的脉冲数不对称。随着基波频率上升，不对称脉冲宽度增大，转矩脉动剧烈，则脉冲数保持对称的同步调制将取代异步调制。这时采用异步调制向同步调制过渡的方式，将逆变器开关频率fs强制拉低，但随着基波频率fb上升，fs将继续上升至安全上限，继续减小载波比，拉低fs，形成了分段同步(1，2，3)调制过渡。实际工作时，逆变器在此调制方式下fs受电机转速影响很大，只有在转换点附近，fs才得以充分利用，而只有一直让逆变器工作在安全上限附近，才能在保证期间安全的前提下，最大限度地利用fs，如图2实线所示。

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2．3 直接自控制方式
    采用分段同步调制存在如前所述的诸多问题，为此这里采用较简单且可靠的DSC方式如图3所示。

    由于上下两种控制方式在结构上差异巨大，在选择切换时可能会带来诸如转矩脉动等不利影响，但经过仿真和实验发现保持一定的采样率和完善的过渡措施并不会引起转矩大的脉动。
    传统DSC方式并不能自我实现开关频率的恒定，这是因为当定子磁链位置一定时，不同电压矢量对磁链和Tf的作用效果不同，与磁链角度越小，改变|ψs|越显著，与磁链越垂直，改变转矩越显著，造成了被控量到达相应滞环阈值时间的差异，因此fs不固定。此外滞环宽度也是一个重要因素，滞环宽度越大，在电压矢量的作用下，Tf和|ψs|到达相应滞环阈值的时间也越长，fs也就越低，故加入了开关频率PI调节单元，根据测定的实际fs，时刻调整转矩滞环宽度，实现了fs固定。图4示出fs固定前后仿真结果。

    结果显示，采用开关频率PI调节器和可变滞环比较器前，随着转速ω上升，fs不固定的，且存在较大波动，显然是不符合充分利用fs的目的，而加入了开关频率PI调节单元和可变滞环比较器后，实现了fs恒定。

3 实验分析
3．1 Matlab／Simulink的仿真分析
    为验证所提出控制策略的正确性与可行性，首先搭建了基于图1．3所示的Matlab／Smulink仿真实验框图，进行仿真验证，选取DJ2型交流传动电力机车使用的JD121三相异步牵引电机进行仿真，参数为：电机功率1 225 kW，定子电阻40．2 mΩ，转子电阻40．5 mΩ，定子漏感975．5μH，转子漏感843．8μH，互感28．3 mH，定子磁链给定，中间直流电压Udc=2．8 kV。模型由低速模型和高速模型组成，假设电机从零速开始上升到基速，期间在15％的低速区内使用了圆形磁链轨迹的异步SVPWMDTC，而在15％到基速范围内使用了六边形磁链轨迹的DSC方式。由于采用了合理的过渡措施，避免了转矩在切换处的冲击。
    图5a显示了圆形磁链轨迹与六边形磁链轨迹切换点附近电流变化情况，虚线左侧为圆形磁链轨迹对应的定子电流is1，虚线右侧为六边形对应的定子电流is2。虚线所示的交接处没有产生电流紊乱，过渡平稳故未产生转矩冲击。图5b中圆形磁链轨迹与六边形磁链轨迹完美对接，磁链轨迹未发生紊乱。

    值得注意，六边形磁链虽然规则对称，但离理想圆形仍相去甚远，相应定子电流(励磁电流)必含有较大的谐波分量，畸变比较严重，但可通过折角处理抑制这种畸变。

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3．2 使用双DSP控制器的硬件实验分析
    在仿真基础上，进行了小功率异步电机的硬件实验。硬件实验平台采用异步电动机拖动他励直流发电机带电阻负载，通过改变他励发电机励磁电压，调节负载，控制器采用双DSP芯片系统TMS320VC33+TMS320LF2407A，2407主要采集转速和电压、电流然后通过握手协议向VC33传送采集的数据以及向IGBT驱动发送脉冲的外围工作，而VC33是150 MHz的浮点运算芯片，主要接收2407传输的采集数据，然后进行控制策略和PWM策略计算，最后向2407发送控制命令及改变PWM脉冲信息等。系统开关频率1 kHz，采样频率10 kHz，利用板载D／A模块，将定子电压、电流、定子磁链波形分别进行显示。
    图6示出圆形磁链轨迹及其对应的定子线电压和相电流，可见定子磁链保持了较好的圆度，定子相电压也保持对称，未出现较多毛刺，由于磁链圆度较好，相电流保持了较好的正弦性，由于采样率不是很高，电流内部有较多毛刺，不是很平滑。

    图7示出正六边形磁链轨迹及其对应的定子线电压和相电流，可见定子磁链在高速时保持了较好的对称度，定子相电压也保持对称，没有出现较多毛刺，但由于定子磁链不再保持圆形，正如仿真分析所得结果，使得定子电流正弦度变差，但可通过折角处理得以改善，此处不赘述。

4 结论
    以电力牵引直接转矩控制为研究对象，提出在电机低速区域采用异步空间矢量调制直接转矩控制，它采用预测控制的思想，利用当前定子磁链与预期定子磁链的误差构成微分量，生成参考电压矢量，完成对电机的闭环控制，同时在高速区采用直接自控制代替分段同步调制，避免了复杂的同步调制运算，并且利用一个开关频率反馈控制环完成了开关频率的固定，最后利用数字化交流传动实验平台对所提理论进行了实验验证，实验结果验证了此处所提出策略的正确性。