Boost-Buck光伏接口变换器控制策略研究

1 引言
    作为太阳能利用主要方式之一，光伏发电已受到越来越多的关注。针对光伏逆变器以单机电源方式接入电网产生的控制困难、成本高等问题，分布式供电系统(微电网)得到了广泛研究。分布式直流供电系统(直流微网)由于可实现能量的高效利用，降低系统成本和保证供电可靠性，其研究得到了重视。作为光伏发电对直流微网的接口电路，其控制上具有一定特殊性。首先，太阳能作为单方向输出电能模块，要接入直流微网，就必须要求接口电路满足最大功率跟踪控制和下垂控制特性要求。若微网电能不足，光伏电池能以最大功率输出；若微网电能过剩，光伏电池输出要能支撑母线电压。其次，直流微网接口电路无需逆变；微网本身一般对大电网隔离，可降低隔离要求，相应提高变换器效率将是研究的另一重点。
    级联应用基本Buck和Boost变换器，即双管Buck-Boost和Boost-Buck电路满足简单、高效、非隔离及宽电压输入范围的要求，是光伏接口变换器的优选拓扑。两拓扑均有两个开关管，工作方式有多种选择。其中，单管工作模式，即在同一时刻只有一个开关管处于高频工作状态的模式能显著减小变换器损耗，是合适高效的工作方式。但在使用单管模式时会出现升、降压模态平滑过渡问题。
    Boost-Buck电路较双管Buck-Boost电路还有输入输出电流连续，利于减小滤波电容的优势，此处选择前者作为直流微网光伏接口变换器展开控制策略研究。先给出接口变换器外特性要求并设计相应的控制策略。接着介绍Boost-Buck电路，给出单管工作调制策略，并分析升降压切换问题的原因，提出解决方案。搭建样机进行实验研究，结果证明了该控制策略的有效性。

2 光伏接口变换器的外特性及实现
    图1为光伏接口单元外特性要求，根据直流微网的能量管理要求，光伏接口电路外特性需分成最大功率跟踪区和电压调整区，光伏接口电路要能在这两个外特性区间切换，根据能量管理需求决定控制变换器工作状态。图中，Kss为电压调整区输出电压下垂斜率。

    要满足图1所示的光伏接口电路外特性要求，变换器处理的能量应在输入、输出功率值中取较小值，即变换器控制量需要分别从输入侧和输出侧产生，进行取小。

    为实现图1输出特性，设计光伏接口变换器控制框图，如图2所示。图中，uc为调节器输出，um为调制波，d为占空比，Upv_r，Uo_r，Io _r分别为输入电压、输出电压、电流的参考值。共需要采样4个量：输入电压Upv_r、输入电流Ipv、输出电压Uo及输出电流Io。Upv与Ipv主要用于实现MPPT控制，Uo用于实现母线支撑控制，Io用于限流，共3个调节器：Gc1(s)，Gc2(s)和Gc3(s)。3个值取小不会同时工作，分别实现前述两种工作状态。

3 Boost-Buck光伏接口变换器控制策略
3．1 Boost-Buck光伏接口变换器
    Boost-Buck光伏接口变换器结构如图3所示。Upv为光伏阵列输出电压；Uo为变换器输出电压；L1，L2为输入、输出电感；C1为中间电容，C2为输出电容。记Boost，Buck开关管占空比分别为d1，d2。

3．2 单管调制策略
    为简化控制策略，降低开关损耗，Boost-Buck变换器宜采用单管工作模式。Upv Uo，电路处于降压模式，d1=0，d2在0～1间调节。

    实现Boost-Buck变换器单管模式调制策略如图4所示。调制偏移量K与三角波峰值相等。Boost和Buck模式共用调节器，将Boost功率管的调制波上移K后作为Buck的调制波，简化调节器设计的同时保证了单管工作。[page]

3．3 模态过渡问题
    实际中，任何开关器件通、断都存在一定延时，这些都会影响实际占空比，如图5a所示。uds为MOSFET开关管两端电压，Ts为开关周期，T1，T2为开通延时和关断延时；图5b为开关延迟对实际占空比的影响。理论上Uo／Upv与d1，d2的关系如图中虚线所示，但由于图5a所示的开关延迟，实际情况如实线所示。可见，Upv连续变化时，占空比并不能总跟随连续变化。据此不难理解模式切换时出现的输出电压瞬变问题。

    尤其当Upv在Uo附近波动时，变换器在Buck和Boost模式间来回切换，引起输出较大脉动。不仅会产生低频振荡，引起噪声，同时，接近于0或1的占空比会引起开关管不完全开通或关断，增加开关损耗。不仅对驱动电路提出很高要求，也增加了电路不可靠工作的因素。
3．4 过渡区域的平滑切换
    为保证全范围外特性实现，兼顾高效要求，此处设计在Upv与Uo接近的区间，设置一段V1和V2同时高频工作的区间，如图6所示。

    U1，U1-△U，Ur，Ur+△U分别为模态转换的阈值。Upv在区间外时，变换器处于单管工作状态，开关频率为fh；Upv在设定区间内，两开关管同时高频工作，为减小损耗，使两者开关频率均降低为f1。进出双管工作区间时加入滞环，防止模式来回切换。为简化控制，双管模式下，固定d1，只调节d2完成控制要求。对于U1，Ur和△U值的取定，综合考虑将整个过程中d1和d2的极值设置在合理范围内。程序控制框图如图7所示。

4 实验研究
    为验证前述控制策略有效性，搭建变换器样机进行实验研究。变换器的额定功率Po=3 kW，输入电压Upv为200～550 V，Uo=380 V，单管工作频率Fh=50 kHz，双管工作频率f1=25 kHz。输入电感L1=360μH，输出电感L2=680μH；中间电容C1=3μF，输出电容C2=1．8μF。采用TMS3 20LF2407型DSP进行数字控制，实现V1，V2驱动信号输出。

    Upv由240V升至430V时，Uo波形如图8a所示。电压变化期间Buck开关管V2和Boost开关管V1驱动波形(UgV2和ugV1)从图8b依次变化到8c。由实验波形可见，采用的调制策略实现了从Boost模式到双管工作模式再到Buck模式的快速响应和平滑切换。
    用功率分析仪测试了典型情况下的效率曲线，如图8d所示。最高效率为98．5％，最低效率为95．3％。整体效率较高。

5 结论
    此处针对光伏对直流微网接口变换器的两个要求：满足一定的外特性以及能够高效、平滑的工作展开分析。针对外特性要求，设计了基于功率匹配、参考取小的控制方案；对使用单管工作产生的升降压模式切换问题，给出加入双管降频区间的解决策略。实验研究结果表明所采用的控制策略简单有效，实现了变换器高效率和平滑的运行，满足直流总线供电系统控制要求。