示波器交叉失真测试 评测示波器采样率与采样保真度的关系

虽然示波器厂商不会在其 DSO 数据表中为客户提供可以直接量化示波器数字处理过程的技术指标，但是我们仍然可以轻松执行各种测试，不仅可以测量采样失真的影响，还可以确定并量化采样失真。下面的一个测试列表可以针对示波器执行这些测试，以检测交叉失真并对其进行比较：

交叉失真测试

1. 使用正弦波进行有效位数分析

2. 正弦波对比测试

3. 频谱分析

4. 测量稳定度

有效位数分析

一些示波器厂商为量化采样保真度，提供了最严格的技术指标，即有效位数（ENOB）。但是，ENOB 是一个由若干误差分量构成的综合技术指标，其中包括输入放大器谐波失真和随机噪声。尽管有效位数测试可以为不同示波器间的整体精度提供良好的基准比较，但是有效位数不是一个很容易理解的概念，并且还需要将数字化的数据导入至 PC 以进行大量的复杂运算。从根本上说，有效位数测试是：从数字化的正弦波中提取理论上最合适的正弦信号。此正弦波曲线拟合算法将会剔除掉由示波器放大器增益和偏移错误所引入的误差。然后，相对一段时间内的理想 / 提取出的正弦波，该测试会计算数字化正弦波的 RMS 误差。接下来，将此 RMS 误差与“N”位理想 ADC 所产生的 RMS 理论误差进行比较。例如，如果示波器采集系统的精度具有 5.3 个有效位，则理想的 5.3 位 ADC 系统应产生等量的 RMS 误差。

如欲了解如何执行有效位数（ENOB）测试的更多信息，请下载应用指南——《正确理解测评示波器质量过程中所用的指标》。

您还可以执行一种更为直观简单的测试：只需输入由高质量信号发生器（其频率接近所测示波器的带宽）生成的一个正弦波，就可以观察该示波器是否会产生 ADC 交叉失真。然后对过滤后的数字化波形进行判断即可。

此外，关于那些因未校准而造成的 ADC 失真，您还可以使用示波器的快速傅立叶运算功能在频域内对其进行测量。如果采用纯的正弦波输入，理想 / 无失真频谱应由输入频率处的单一频率分量构成。频率中的任何其他杂散分量均为失真分量。您也可以将此技术用于数字时钟信号，但是频谱变得更加复杂，因此您需要知道该从何处着手。

另一个可以执行的简单测试是对比参数测量的稳定性，如对比具有类似带宽示波器之间的上升时间、下降时间或 Vp-p 的标准偏差。如果存在交叉失真，则会产生恰如随机噪声一样的不稳定测量结果。

正弦波对比测试

图 1 显示的是最简单且最直观的对比测试 — 正弦波测试。图 1a 中所示的波形是使用是德科技 InfiniiVision 1-GHz 带宽示波器，以 4 GSa/s 的采样率对 200 MHz 的正弦波进行单次捕获而得到的波形。此示波器采用非交叉的 ADC 技术，采样率与带宽之比为 4:1。图 1b 中所示的波形是使用 LeCroy’s 1-GHz 带宽示波器，以 10 GSa/s 的采样率对相同的 200 MHz 正弦波进行单次捕获而得到的波形。此示波器采用交叉 ADC 技术，最大采样率与带宽之比为 10:1。

图 1a：采用是德科技 1-GHz 带宽示波器以 4 GSa/s 的采样率捕获到的 200-MHz 正弦波

我们可以直观地认为，对于相同带宽的示波器，采样率较高的一款应获得更准确的测量结果，但是从该测量结果的对比中我们可以看到，采样率较低的示波器实际上能够更准确地表示出 200 MHz 的输入正弦波。这不是因为采样率较低反而更好，而是由于校准不佳的交叉实时 ADC 将削弱较高采样率这一优势。

精确校准的交叉 ADC 技术对于带宽与采样率均较高的示波器变得更为重要。尽管在采样率较低时，固定量的相位延迟时钟误差可能并不重要，但是当采样率较高（较低采样周期）时，等量的相位延迟时钟误差则变得非常重要。现在，我们将对采用实时交叉技术的较高带宽示波器与未采用此技术的较高带宽示波器做个比较。

图 1b：采用 LeCroy 1-GHz 带宽示波器以 10 GSa/s 的采样率捕获到的 200-MHz 正弦波

图 2 显示了两个正弦波测试的屏幕快照，用于对比是德科技 3-GHz 带宽示波器以 20 GSa/s 采样率（非交叉）捕获 2.5 GHz 正弦波，与 40 GSa/s 采样率（交叉）捕获 2.5 GHz 正弦波的效果。这个特殊的 DSO 在四个通道之后均使用单芯片 20 GSa/s ADC。但是，如果仅使用示波器的两个通道，仪器会自动交叉 ADC 对，以提供不低于 40 GSa/s 的实时采样率。

图 2a：采用是德科技 Infiniium 示波器 以 20 GSa/s（非交叉）采样率捕获到的 2.5-GHz 正弦波

表面上看，我们观察不出这两个波形质量间有很大差异。两个波形均呈现相对纯净的正弦波，只有程度极低的失真。但是，当我们执行 Vp-p 统计测量时，我们发现较高的采样率测量可以获得稳定性略高的测量，与我们所期望的结果相符。

图 2b：采用是德科技 Infiniium 示波器 以 40 GSa/s（交叉）采样率捕获到的 2.5-GHz 正弦波

图 3 显示了一组正弦波测试，用于对比 Tektronix 2.5-GHz 带宽示波器以 10 GSa/s 采样率（非交叉）捕获 2.5 GHz 正弦波，与以 40 GSa/s 采样率（交叉）捕获同一 2.5 GHz 正弦波的效果。这个特殊的 DSO 在四个通道之后均使用单芯片 10 GSa/s ADC。但是，如果仅使用示波器的一个通道，仪器会自动交叉四个 ADC，以在一个通道中提供不低于 40 GSa/s 的实时采样率。

图 3a：采用 Tektronix 2.5-GHz 以 10 GSa/s（非交叉）采样率捕获到的 2.5-GHz 正弦波

在这个正弦波测试中，我们可以看到每个采样率设定之间的波形保真度有很大差别。当示波器以 10 GSa/s（图 3a）进行采样而没有交叉 ADC 时，其关于输入正弦波的显示效果相当不错—尽管 Vp-p 测量结果仅为是德科技类似带宽示波器测量结果稳定性的四分之一。当采用交叉 ADC 技术以 40 GSa/s（图 3b）进行采样时，我们可以清晰地看到 Tek DSO 产生的波形失真，并且 Vp-p 测量结果的稳定性也同样不佳。这就是反直觉现象：大多数工程师的直觉是采用相同示波器按照更高采样率进行采样时，都期望能够获得更准确而稳定的测量结果。该测量结果与直觉期望不一致的主要原因是，实时交叉 ADC 系统垂直和 / 或定时校准不佳。

图 3b：采用 Tektronix 2.5-GHz 以 40 GSa/s（交叉）采样率捕获到的 2.5-GHz 正弦波

正弦波测试并不能真正找出失真的源头，而仅仅显示了失真的各种误差 / 分量的影响。但是，频谱 /FFT 分析可以正确判断失真的分量，其中包括谐波失真、随机噪声和交叉采样失真。使用由高质量信号发生器生成的正弦波时，输入信号中应只有一个频率分量。除了对数字化波形执行 FFT 分析所检测到的基本频率，其他的任何频率分量均为示波器引入的失真分量。

图 4a：采用是德科技 Infiniium 示波器以 40 GSa/s 采样率捕获到 2.5-GHz 正弦波，并对其进行 FFT 分析

图 4a 显示对采用 是德科技 Infiniium 示波器以 40 GSa/s 采样率单次捕获的一个 2.5 GHz 正弦波进行 FFT 分析的结果。最差的失真杂散在基本频率以下大约 90 dB 处测得。这个失真分量其实是二次谐波失真，很可能是由信号发生器产生的。而其大小极其微不足道，甚至低于示波器的带内本底噪声。

图 4b：采用 Tektronix 示波器以 40 GSa/s 采样率捕获到 2.5-GHz 正弦波，并对其进行 FFT 分析

图 4b 显示了采用 Tektronix 示波器，同样以 40 GSa/s 采样率单次捕获相同的 2.5 GHz 正弦波进行 FFT 分析的结果。此次 FFT 分析中的最差失真杂散在基本频率以下大约 32 dB 处测得。这个失真水平较高，说明了正弦波测试（图 3b）产生失真波形的原因所在。此失真频率发生在 7.5 GHz 处，其确切位于输入信号频率（2.5 GHz）下方的 10 GHz 处，但又折回到正域中。下一个最高失真分量发生在 12.5 GHz。其确切位于输入信号频率（2.5 GHz）之上的 10 GHz 处。这两个失真分量均与 40-GSa/s 采样时钟及其交叉时钟频率（10 GHz）直接相关。这些失真分量并非由随机或谐波失真造成，而是由实时交叉 ADC 失真造成。

数字时钟测量稳定性对比测试

作为一名数字设计者，您可能会说自己真的不在乎模拟信号（如正弦波）的失真。但是，请必须记住，所有数字信号均可以分解为无穷个正弦波。假如数字时钟的第五个谐波失真，那么合成的数字波形也会失真。

尽管对数字时钟信号进行采样失真测试比较困难，但是仍然能够完成。不过，我们不推荐对数字信号进行可视失真测试。因为没有绝对“纯”的数字时钟发生器。即使是由高性能脉冲发生器生成的数字信号，它也会有不同程度的过冲或扰动，并且会具有不同的边沿速度。此外，由于示波器的脉冲响应特征以及可能不是平坦型的频率响应，示波器的前端硬件可能会造成数字化信号的脉冲波形失真。

但是，可以使用高速时钟信号执行一些测试，与示波器 ADC 系统的测量质量进行对比。其中一个测试可以对比参数测量的稳定性，如上升时间和下降时间的标准偏差。交叉采样失真将会造成不稳定的边沿测量结果，并在数字信号的高速边沿中加入确定性抖动分量。

图 5a：采用是德科技 Infiniium 3-GHz 示波器以 40 GSa/s 采样率捕获到 400-MHz 时钟信号图 5b：采用 Tektronix 2.5-GHz 示波器以 40 GSa/s 采样率捕获到 400-MHz 时钟信号

图 5 显示了两个具有相似带宽的示波器捕获并测量 400 MHz 时钟信号（边沿速度在 250 ps 范围内）的上升时间。图 5a 显示了一个是德科技 3 GHz 带宽示波器交叉一对 20-GSa/s ADC，以 40 GSa/s 对信号进行采样，由此产生的重复上升时间测量具有 3.3 ps 的标准差。图 15b 显示了一个 Tektronix 2.5 GHz 带宽示波器交叉四个 10-GSa/s ADC，同样以 40 GSa/s 对信号进行采样的图像。除了显示出更不稳定之外，此数字信号的上升时间具有 9.3 ps 的标准差。是德科技示波器中的 ADC 校准更精准，再加上更低的本底噪声，是德科技示波器便可更准确地捕获此时钟信号中较高频率的谐波，从而提供更稳定的测量结果。

使用 FFT 分析数字时钟信号的频率分量时，其频谱比测试简单正弦波的频谱要复杂许多。高质量脉冲发生器生成的纯数字时钟脉冲应由基础频率分量及其奇次谐波构成。如果时钟脉冲的占空比不是准确的 50%，那么频谱还将包含低幅值的偶次谐

波。但是，如果您知道测量和忽略的对象，则可以使用示波器的 FFT 数学运算功能来测量频域中数字信号的交叉采样失真。

图 6a：采用是德科技 Infiniium 3-GHz 带宽示波器对 400-MHz 时钟信号进行 FFT 分析

图 6a 显示了采用是德科技 3-GHz 带宽示波器以 40 GSa/s 采样率所捕获到的 400-MHz 时钟信号频谱。图中可以观察到的频率杂散信号仅有基础频率分量、三次谐波、五次谐波和七次谐波，以及些许的偶次谐波。频谱中的所有其他杂散信号均远在示波器的带内本底噪声之下。

图 6b：采用 Tektronix 2.5-GHz 带宽示波器对 400-MHz 时钟信号进行 FFT 分析

图 6b 显示了采用 Tektronix 2.5 GHz 带宽示波器，同样以 40 GSa/s 采样率所捕获到的 400-MHz 时钟信号的频谱。在此 FFT 分析中，我们不仅可以看到基础频率分量及其相关谐波，还可以在较高频率（在 10 GHz 至 40 GHz 附近）处看到若干杂散信号。这些杂散信号图像与校准不佳的交叉 ADC 系统有直接关系。