低电磁骚扰开关电源的实现

　　0 引 言

　　电源装置是电子电气设备中所不可缺少的部件，开关电源以其效率高、体积小、重量轻、电压适应性好等优点，受到相关行业的青睐。但目前存在的缺陷是电磁骚扰大，对环境或对其他设备造成不利影响。目前对于可变负载的开关电源，笔者所了解到的产品最低输出噪声电压也在70 mV以上。设计低电磁骚扰的开关电源，也就成了许多设计人员的希望，为此提出了种种方法。本例设计要点不同于常规技术，而是采取了从源头上对电磁噪声进行消除，再结合一些常规措施。将电源输出端口的噪声电压降至20 mV以下，显著提高开关电源的电磁兼容性指标。

　　1 开关电源电路结构与降噪原理

　　该开关电源的设计目标是稳定20 V输出，输出电流0～2 A可变，用于音响系统。为了突出降低电磁噪声的处理技术，简化电路，用单片开关电源芯片TOP224Y进行设计。TOP224Y内部已包含了PWM调制所需的所有电路以及激励管输出，由它激励变压器，开关频率为100 kHz，内部MOS激励管的耐压为700 V，输出功率小于45 W。电路如图1所示，该电路可以获得更大的输出功率，只需更改部分器件。图1中左边的电路R1，L1，D1，C1至C7是常规的共模滤波和整流电路，获取约300 V的直流电压供DC-DC变换电路使用；最右边电路L5，C11等是普通的LC滤波电路；IC2，D8，R9，R10组成电压反馈电路，形成闭环结构，稳定电源输出电压；中间部分是DC-DC变换器，降噪声的关键是对这一部分的电路进行适当处理。

　　对于中间部分电路而言，TOP224Y作为PWM控制、激励，都是常规处理。控制端C的工作电压取自变压器的反激励电压，其中D3是整流管，D4是发光二极管，用作指导灯。C端的反馈信号来自IC2的输出。芯片的漏极输出端D连接变压器和R1，D2，其中R1是半导体压敏电阻，与D2一起组成芯片限压保护电路，防止芯片因过压而击穿。该项电路的激励方式采用以正激励为主的正、反混合激励式，变压器有4个绕组，其中2个是基本相似的输出绕组n3,n4，它的同名端关系如图2所示。

　　DC-DC变换后的整流管使用了三只：D5，D6和D7，没有独立设置续流二极管，不同于其他电源电路。D5为续流而设置的复用二极管，D6和是正激励脉冲整流二极管，D7是反激励电压整流二极管。L4是DC-DC变换后的第一级滤波电感。在正激励期间，变压器输出绕组n3经D6，L4输出电流，第一级滤波电感L4中电流i4增大，同时，变压器自身利益的激励磁电流i1也在增大。

　　当正激励结束马上就进入反激励阶段，滤波电感L4中电流i4将从原值逐步减小。而变压器中也会保持励磁电流，但它是多绕组结构，励磁电流可以出现在任意一个绕组中，各电流方向以维持原磁场方向为准。如果控制当时的滤波电感电流i4>n1i1／n4，可以将变压器磁芯中的励磁电流全部转移至n4绕组。也就是电流i4流经变压器输出绕组n4，除了维持变压器磁芯磁场，尚有多余，其余量在n4与n3中按匝数比分配。此时，二极管D5马上导通，二极管D6继续导通，而二极管D7仍然截止。变压器绕组无感生电压，不放释放磁场能。随着滤波电感储能的释放，电流i4逐步减小，直至i4=n1i1／n4时，D6进入截止状态。可见D6没有被除数强迫截止，处理得当，可以消除其关断噪声。接着，变压器开始产生反激励电动势而释放储能，二极管D7开始导通，变压器的反激励电压被限制。直到变压器储能释放尽，等待下一个周期的激励。

　　按照这一方法处理，可以消除整流二极管D6的硬关断噪声，但变压器漏感造成的芯片激励管的硬关断噪声仍然存在，这里的辅助绕组可以起到一定的吸收作用。对于整流二极管的硬开通噪声，仍采用RC电路吸收能量，降低噪声，如图1中的R7，C10电路。

　　2 主要器件参数的设定

　　2．1 确定变压器参数

　　电路的正激励电压U为300 V，根据芯片的反向耐压参数和可靠性要求，反激电压设为200 V。开关周期为10μs，因此，其中正激励时间为t1=4．0 μs，反激励时间为t2=6．0 μs。按照15 W反激励输出功率计算，每一个周期里变压器储能应该达到150μJ，即Li1m2=300μJ而Lilm=U1t1，所以有：

　　式中：i1m为变压器初级线圈的最大电流值(单位：A)。可以算得变压器初级绕组的电感量L0应该达到4．8 mH。若该电感量取得再大一些也可以，只是反激励能量会减小，要更多地依靠正激励输出。

　　对于变压器初级绕组的匝数．按照40 W输出功率的要求，变压器可以采用E128锰锌铁氧体磁芯，其平均磁路长度为56 mm，中心磁芯截面积Ae1为77 mm2。这一规格的变压器为了避免磁芯出现磁饱和，初级绕组的最少匝数为：

　　Bmax是变压器磁芯允许的最大磁感应强度。为了达到4．8 mH电量的初级绕组匝数：

　　显然，绕制75匝磁路闭合时已接近磁饱和状态。为了可靠起见，增加初级绕组匝数，控制在80～100匝间，这里取为100匝。同时，在磁路中设置气隙以增加磁路磁阻Rm。气隙厚度通常根据实际测试情况确定。这类单极性激励电路将变压器输出绕组设计成不对称结构。根据输出20 V输出电压的限制，输出绕组n4反激电压定为21 V，变比n=200：21=9．5。反激励输出绕组n4的匝数根据变压比可确定为各11匝；输出绕组n3正激电压定为20／0．4=50 V。正激励输出绕组n3的匝数为100x 50／300=16匝；反馈电压采用反激励输出，以稳定输出电压值。按照200：15计算，绕组的匝数为8匝。按照以上这些参数，合理绕制变压器。

　　2．2 确定第一级滤波电感参数

　　第一滤波电感的电感量确定原则是：在变压器的正激励期间，滤波电感中形成的励磁电流i4足以维持变压器雄姿磁芯中励磁的需要。如果是大电流输出，按连续滤波考虑，L4的电感量取值为：

　　式中：n是变压器的反激匝比，在此为9．5；U1是原边正激励电压；U2是副边正激励电压；U0是电源输出的直流电压。如果是小电流输出，按断续滤波考虑，L4的电感量为：

　　考虑不同输出电流均能符合续流要求，第一滤波电感L4的电感量可以取为45μH，这一电感量不能取得过小。

　　滤波器磁芯的材料一般采用粉芯磁环，它比铁氧体磁芯的储能值大。若选用φ22铁粉芯磁环，其平均磁路长度为50 mm，磁芯横截面积Ac2为6×11 mm2，相对磁导率为70。达到50μH的线圈匝数为：

　　滤波器不饱和最大工作电流与磁芯材料的关系为Imax=(BmaxAe2Rm／N)=(Bmaxl／μ0μτN)。由此算得允许的最大工作电流为16 A，远大于电源的实际输出电流，不会出现磁饱和，可以放心使用。该滤波实际在φ22铁粉芯磁环上绕26匝，实测为0．048 mH。

　　2．3 确定其他主要元件参数

　　第二级滤波电感器也采用同规格的铁粉芯磁环，在不出现磁饱和的条件下，电感量以大为好，一般要达到100μH以上。

　　滤波电容的容量在体积与成本许可的条件下，以大为好，一般取1 000μF左右。而且要将电解电容器与高速的CBB电容顺联合使用，以提高高频脉冲的滤波能力。

　　高频整流二极管应采用快恢复管或者肖特基管，否则，开关噪声还是难以消除。各二极管的最大整流电流值在2 A以上，反向耐压参数在80 V以上。为了降低共模传导和辐射骚扰，开关电源在装配时应该保证高频交流信号共地结构，采取有效的电磁屏蔽等措施。

　　3 电源测试与效果

　　这一例开关电源电磁骚扰抑制技术主要依靠变压器与滤波器互相协调工作实现的，可以称之为系统互补抑制噪声技术。该电源经过实验室测试，其输出噪声相比采用同样器件的常规电源低得多。图3是两者输出端口噪声电压波形的比较，其中，图3(a)是普通电路的效果，图3(b)是系统互补抑制噪声技术的效果。在图3(b)中的噪声波形已经包含部分共模辐射噪声波形(淡灰色部分)，实际差模噪声电压比图中的幅度还要小，在20 mV以下。这一点可以将示波器探头芯线与地线短接后，单点连接电源输出端显示波形加以证明。如果是差模电压，不会在单点连接时显示在示波器上，共模噪声电压则会显示。而且，不管连接在正极还是负极上，显示波形幅度与特征均相同。共模噪声幅度需要在接地方式和加装外屏蔽壳进行抑制。

　　4 结 语

　　系统互补抑制噪声技术可以大幅度地降低差模噪声电压输出。从开关器件上电流、电压变化的特点上看，这一种设计实际是降低了开关器件的硬特性要求，对于提高电路的工作效率也十分有效。所制作的整个电源装置发热情况比较理想，说明工作效率较高。开关电源产生电磁骚扰的最主要原因是开关器件上的电流发生突变，合理使用电感器可以很好地抑制这种电磁骚扰。

　　以上重点对于一种新的抑制电磁骚扰技术进行设计，开关电源的电磁噪声产生的因素有很多，应该有针对性地逐个加以排除，才能获得性能比较完善的电源装置。