基于自激推挽式小型化二次电源的设计

    在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。  

1 自激推挽式直流变换器的基本原理：  

    自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。

2 实际工作电路的设计及主要元器件的选择  

    实际设计的电源电路如图2所示，电阻R1、Rb1、Rb2，稳压二极管Dz，开关管V1、V2和变压器的辅助绕组Nb1、Nb2构成了启动电路；整流二极管VD1、VD2、VD3、VD4和电容C1、C2构成了整流滤波电路；RL1、RL2为负载。各参数的选择介绍如下：  

2．1 输入电感L的选择  

    在Royer变压器的初级绕组中间抽头上串联一个电感就构成了电流反馈型电路。串联电感后当铁心饱和时，开关管上出现一个幅值很大的电流尖峰，电流变化率di/dt很大，但由于电感电流不能突变，变压器中心抽头处的电压将下降到地电位，因此可以消除开关管导通和关断时出现的电流尖峰。实验中从场效应管D端观察到的波形如图3.1、3.2所示。  

    通过实验可以看到：串入电感时晶体管的电流尖峰问题得到了很好地解决，降低开关管的损耗，效率得到了极大地提高，在没有电感时效率大约仅有50％，而输入端串入470uH电感后效率可以达到80％以上。  

2．2 MOSFET代替晶体管避免磁通不平衡的影响  

    磁通不平衡是自激推挽式电路存在的一大缺点，主要是因为一个开关管导通的伏秒数略大于另一个，是磁芯略偏离平衡点而趋向饱和。饱和区的磁芯不能承受典雅，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。在推挽拓扑中使用MOSFET管，可以大大减少变压器的磁通不平衡问题。首先，MOSFET管没有存储时间，在交替的半周期内，对于相等的栅极导通次数，漏极电压导通次数总是相等。因此在交替的半周期中施加到变压器上的伏秒数相等。第二，对于MOSFET管，Rds(on)的正温度系数形成的负反馈阻止了磁通不平衡问题的产生。如果存在一定的不平衡磁通，磁芯就会沿着磁化曲线向上移动，从而产生了磁化电流。因此半周期内的总电流比另一个半周期内的总电流要大。但MOSFET管在更大的尖峰电流作用下，发热会增加，它的Rds(on)增大，导通压降也随之增大。如果一个初级半绕组承受较大的电流，则其开关管管温就会高一些，导通压降增加，使绕组上的电压下降，降低这一边的伏秒数，磁芯又向磁化曲线的中心复位，恢复平衡。若在功率低于100W，且磁芯加气隙的情况下使用MOSFET功率开关管，则一定不会出现磁通不平衡现象。为了增加电路的对称性，设计时最好选择双MOSFET的芯片。  

2．3 变压器的设计  

    变压器的设计是开关电源设计的重点和难点。为满足开关电源提高效率、减小尺寸和重量的要求，需要一种高磁通密度、高频低损耗的变压器磁芯。本设计中选用TDK公司PC44材料的磁芯。按照输出Vo1=10V，Io1=200mA，Vo2=-10v，Io2=100mA以及高频变压器的余量6％，则输出功率Po=(10×0.2+10×0.1)×1.06=3.18W，根据绕线的要求，选择了EPC13的磁芯，该磁芯的有效截面积Ae=12.5mm2。  

2．3．1 变压器线圈匝数的计算  

    初级绕组匝数可以由下式决定(假设Np1=Np2=Np)：  

  

式中，U为施加在绕阻上的电压幅值U=15(V)，Np为绕组匝数；Ae为磁芯面积0.125(cm2)；考虑到磁通饱和因素的影响，工作磁通密度B只取饱和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs；f工作频率可由MOSFET的开启时间和关断时间求出，本文设计的开关电源的频率为95kHz，根据以上参数可以计算出原线圈匝数：  

Np1=Np2=16(匝)  

    辅助绕组Nb1、Nb2的计算：  

    计算功率开关变压器两个辅助绕组匝数时，应该考虑在输入电压最低时，输出应大于MOSFET的开启电压；同时还要能够保证在输入直流电源电压最高时，MOSFET的漏极峰值电流和电压不能超过它的最大额定输出电流和所能承受的最高漏一源击穿电压。为了减小两个MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影响，必须分别再串联一个补偿电阻Rb1和Rb2。为保证电路的对称性Nb1=Nb2，这样一来，功率开关变压器基极绕组的匝数Nb1和Nb2可表示为：  

  

式中Ub1为栅极绕组上的感应电动势，约等于启动点的电压，Dz取3V的稳压二极管，可以计算出：  

Nb1=Nb2≈5(匝)  

    次级匝数Ns1和Ns2可由下式确定：  

  

    Vo为输出电压，Vmin为最小输入电压取14V，VD为整流二极管的导通压降，取VD=1V，代入上式可得输出为±10V时：  

Ns1=Ns2≈13 (匝)  

    经公式计算出的变压器匝数只能作为参考值，必须经过反复实践变压器匝数才能确定，经过反复实验，本设计的电源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)时，电源效率较高，因此变压器绕制时原线圈40匝中心抽头，辅助绕组14匝中心抽头，次级线圈32匝中心抽头。  

2．4 输出整流滤波电路  

    本设计选用了全波整流电路，全波整流变压器输出功率的利用率为100％，输出直流电压中的纹波较低。选择输出整流二极管时不仅要考虑耐压值要合适，还要满足开关特性好、反向恢复时间短的快恢复二极管；电容的选取不仅参考其电容值，还要考虑其耐压值要高。  

3 电源工作状态测试结果及结论  

    对所研制的电源进行了测试，两开关管G和D端的波形分别如图4.1和4.2所示。  

      自激推挽式二次电源完全靠Royer电路工作，自振荡频率会自动调节到最佳效率，可以避免磁芯的深度饱和，减少EMI辐射，电源效率可达到80％以上。而且通过合理选择功率开关和整流二极管，电路总的输出阻抗就可以足够小，在输入电压稳定的条件下，输出就足够稳定，而没有必要再进一步稳压。因此电路结构简单，电子元器件较少，是电源电路小型化的首选方案。  

    该电源已获得了应用，在实际工作中，性能稳定，可靠性高，抗干扰能力强。