IGBT安全工作区的物理概念和超安全工作区工作的失效机理-电子工程世界

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1、引言

半导体功率器件失效的原因多种多样。换效后进行换效分析也是十分困难和复杂的。其中失效的主要原因之一是超出安全工作区（Safe Operating Area简称SOA）使用引起的。因此全面了解SOA，并在使用中将IGBT的最大直流电流IC和集电极—发射极电压Vce控制在SOA之内是十分重要的。SOA分为正偏安全工作区（FBSOA）、反偏安全工作区（RBSOA）、开关安全工作区（SSOA）和短路安全工作区（SCSOA）。

2、各安全工作区的物理概念

IGBT的SOA表明其承受高压大电流的能力，是可靠性的重要标志。

2.1正偏安全工作区（FBSOA）

FBSO是处于Vge>阈值电压Vth的输出特性曲线的有源区之内，如图1所示。图1中ABCDO所包围的区域为直流安全工作区。AB段为tc=80℃限制的最大直流电流Ic。B点对应的IC和Vce的乘积等于最大耗散功率Pcm。BC段为等功耗线。CD段为二次击穿限制的安全工作区的边界，此段不是等功耗。随着Vce的增加功耗下降，Vce越高功耗越低。这说明高电压强电场状态更容易出现失效。

由图1可见，随着脉冲宽度减小SOA扩大。这里要说明的是手册给的FBSOA，除DCSOA之外。一定脉冲宽度下的脉冲SOA，均是单脉冲安全工作区。而且FBSOA只考虑导通损耗，不包括开关损耗。所以FBSOA只适用功率放大器的A类、B类及短路工作没有开关损耗的工作状态。对于一定脉宽和占空比的连续工作，其安全工作区应使用瞬态热阻曲线的计算来确定。

2.2反偏安全工作区（RBSOA）

RBSOA是表明在箝位电感负载时，在额定电压下关断最大箝位电感电流Ilm的能力。Ilm一般是最大DC额定电流的两倍，而额定电压接近反向击穿电压。PT型IGBT和NPT型IGBT的反偏安全工作区略有不同。PT型IGBT的RBSOA是梯形SOA，NPT型IGBT的RBSO是矩形SOA。如图2所示。可见NPT型IGBT。在额定电压下关断箝位电感电流的能力强于PT型IGBT。因此，PT型IGBT不适用于电感负载电路和马达驱动等电路，而且短路持续时间TSC较短，一般不给出短路安全工作区。所以，NPT型IGBT的可靠性高于PT型IGBT。

2.3开关安全工作区（SSOA）

开关字全工作区如图3所示。由图2和图3可见，SSOA和RBSOA相似，都是矩形的。所不同的是RBSOA只考虑关断时承受高电压大电感电流的能力。SSOA不仅考虑关断状态，同时也考虑开启瞬间。所以SSOA兼顾FBSOA和RBSOA两种状态的考虑。另外，纵坐标的电流，RBSOA是Iim ；而SSOA是最大脉冲电流Icm。一个是最大箝位电感电流，一个是最大脉冲电流。而且两者在手册中给出的数值又是相等的。现在有的公司只给出SSOA，不再给出FBSOA和RBSOA。在IGBT开启时，往往是Vce没有降下来，Ic就达到负载电流Il。在有续流作用时还要达到Ic +Ir r m。Ir r m为续流二极管的最大反向恢复电流，因此导通过程也存在高压大电流状态。

2.4短路安全工作区（SCSOA）

SCSOA是IGBT C—E间处于高压(额定反向电压)下，G—E间突然加上过高的栅压Vg，过高Vg和高垮导的作用出现短路状态，其短路电流ISC可高达10倍的额定电流IC。这和SSOA的开通状态比较相似，但ISC>Icm。在整个短路时间Tsc中，IGBT始终处于导通状态。在此状态下IGBT的耗能在四种安全工作区最大，出现失效的几率也最高。SCSOA如图4所示。

3、超SOA的失效机理

安全工作区，顾各思义工作在SOA内是安全的，超出将是不安全的，或引起失效。由于四种安全工作区的偏置状态不同，超出SOA的失效机理也是不同的。FBSOA、SCSOA和SSOA的开启状态均为正偏，而RBSOA为反偏。众所周知，IGBT失效的主要原因是寄生SCR的锁定（Latch-up）和超结温tj工作出现的烧毁。

（1）RBSOA的失效：在额定电压下关断箝位电感电流Ilm时，由于关断来自IGBT发射极的沟道电子电流，寄生PNP管发射极注入到高阻漂移区（PNP管的是基区）的少子空穴一部经过PNP管的基区从IGBT的发射极流出。当该空穴电流Ih在NPN管的基区电阻R b上压降Ih·R≥0.7V时，NPN管导通，其共基极放大系数αnpn迅速增大。同时由于PNP管的集电极处于高压，集电结耗尽层宽度（Xm）很宽，使PNP管的有效基区Wb变窄，α pnp也增大。当α npn+α pnp1时出现动态锁定而烧毁。因此直角安全区是IGBT可靠性的重要标志。由图2可见NPT型IGBT具有直角SOA，而PT型IGBT是梯形安全工作区。这说明PT型IGBT在额定电压下关断的箝位电感电流Ilm比NPT型IGBT要小。其抗高压大电流冲击能力和短路能力都不如NPT型IGBT。

对于SSOA的关断失效机理和RBSOA的失效是相同的。

对于FBSOA、SCSOA和SSOA的开启状态，三者都工作在有源区的高压大电流状态，因为处于正偏而瞬间电流为DC额定电流的2-10倍。IGBT中寄生的NPN管和PNP管的α npn和α pnp均随工作电流的增加而增大。当α npn+αpnp1时出现静态锁定烧毁。

（2）SCSOA的失效：由于短路电流ISC可能高达10倍于直流额定电流，在短路时间TSC内产生的焦耳热过量，来不及消散而产生热烧毁。

例如：100A 1200V的NPN型IGBT，当TSC=10μs时产生的能量：

ESC=Vce·Ic·Tsc=12焦耳。

该能量产生在P阱PN结耗尽层X m中，耗尽层中的电场ε=1200V/Xm。这时，Xm （1200V）约为200μm，所以ε=6×104V/cm。定义εm≥3×104V/cm为强电场，现在，ε>εm电子在强电场下的漂移速度达到饱和。饱和的原因是强电场下光学波声子散射，通过光学波声子散射将外电场的能量传递给遭散射的晶格。量子物理提出一个基本事实：“尽管在固体里面电子是在密集的原子之间高速运动，只要这些原子按严格的周期性排列，电子的高速运动并不遭受散射”。Si单晶片和外延片中的缺陷就是晶格周期排列的破坏。缺陷密度大的部位散射截面就大，这时，从外电场接受的能量就多，该部位晶格振动就剧烈，使晶格温度t1升高。当t1大于硅的熔点(1415℃)时，出现Si熔洞而烧毁。这就是为什么烧毁的器件解剖后均发现Si熔洞的原因。这里我们从超出SCSOA的应用为例对烧毁机理做了上述分析。对于超出SCSOA的应用为例对烧毁机理做了上述分析。对于超出FBSOA、SSOA和RBSOA一样，只要偏置电压和偏置电压对应的耗尽层宽度Xm之比大于3×104V/cm，均可能产生上述烧毁。

解剖发现Si熔洞的面积A si约100μm2~1mm2。晶格温度为：

T1=Ic·Vce·Tsc/Dsi ·Csii·Asi·X m （1）

式中Dsi和Csi分别为Si比重和热比。Csi=0.7焦耳/克℃，Dsi=2.328克/cm3。我们假设在10μs的短路时间内产生能量的10%让强散射区吸收，并取Asi=1mm2，将相关数据代入（1）式得：t1=3600℃。该温度已大大超过Si的熔点1415℃，难怪烧毁后的Si片出现熔洞。

4、短路持续时间Tsc和栅压Vg、集电极—发射极导通电压Vce(on)越大Tsc的关系

图5表示Tsc ~Vce (on)的关系曲线，可见集电极—发射极导通电压Vce（on）越大Tsc越长。图6表示Vg和Isc、Tssc的关系，由图6可见随着Vg的增加Tsc下降而Isc上升。

从目前IGBT生产中所用Si材料来讲，有外延材料和高阻单晶材料两种。用外延材料生产的IGBT在高压击穿时耗尽层穿通高阻移区而称为PT—IGBT。用高阻单晶片生产的IGBT，由于高阻漂移区较厚，高压击穿时不被穿通而称为NPT—IGBT。从沟道来分有平面栅和沟槽两类。PT-IGBT又分为PT、SPT（软穿通）和FS（场中止）IGBT。PT、SPT和FS-IGBT都有缓冲层，FS实际也是缓冲层，其结内电场为梯形分布。PT、SPT和FSIGBT可以做成平面栅，也可以做成沟槽栅。沟槽栅具有更低的导通压降Vce(on)。外延PT—IGBT的最高击穿电压为1200V。1700V以上的IGBT多用于高阻单晶材料，其结构为NPT结构。NPT—IGBT可做成平面栅，也可做成沟槽栅。加缓冲层的NPT结构又称FS—IGBT。

从短路能力来讲，外延片产生的PT、SPT或FS—IGBT，手册中均没给出SCSOA。不能满足Isc/Ic=103Vg≥15V，在额定电压下Tsc达不到10μs。此结构的IGBT的Vce(on)为负温度系数，不适于并联使用，适于开关电源电路。不适于有短路要求的马达驱动电路和电压型逆变电路。用高阻单晶Si生产的NPN—IGBT和沟槽栅场终止IGBT都给出了短路额定值SCSOA。在Tsc≤10μs，NPT—IGBT在额定电压下Isc/Ic=10，沟槽栅场终止IGBT Tsc≤10μs时，Isc/Ic=4。Tsc除了和结构有关外，尚和IGBT自身的垮导gm以及使用的Vg有关。在Vg一定的情况下，Gm越大Isc越高而Tsc越短。在不影响导通损耗的情况下，适当降低Vg使其不要进入深饱和区，可降低Isc和增加Tsc。Tsc越长过流保护电路的设计越容易满足。

5、几个问题的讨论

5.1 如何评价IGBT的短路能力

短路安全工作区实际是脉冲宽度为Tsc的单脉冲工作状态。单脉冲下的耗散功率为

Psc= t j –t c/Z th (T sc) （2）
式中t j和t c分别为结温和壳温，Z th (T sc)为脉宽下Tsc的单脉冲瞬态热阻。短路时：

Psc = Vce·Isc 代入（2）式得

Isc = t j –t c/Z th (T sc)·Vce （3）

或 Z th (T sc) = t j –t c/Vce ·Isc （4）

图7是100A/1200V NPT—IGBT的瞬态热阻曲线。

当已知Tsc时，可求出脉宽为Tsc时的Z thjc。这时，t j应为150℃，t c=80℃，代入（3）式可求短路时间下的。由（4）式可求出Vce和Ise下的Z th (T sc)。由可用图7查找脉动冲宽度Tsc。

例如：Tsc=10μ，Vce=1200V，t j =150℃和t c =80℃时求可承受的短路Ise。由图7可查得Tsc=10μs时Z th (T sc)=2.3×10-4℃/W，代入（3）得：Ise=253.6A。若Ise=1000A，Vce=1200V代入<4>式求出Z th (T sc)=5.83×10-5℃/W，由图7可知Tsc<10μs。

5.2Vce(on)越高越长的讨论

NTP-IGBT的Vce(on)大于PT-IGBT的Vce(on)。在额定电压和电流相同情况下，NPT-IGBT的Vce(on)大的原因主要其高阻漂移区W n宽，在额定电压下对应的耗尽层宽度X m没有完全穿透W n即W n>X m。尚存在一定厚度的高阻区所致。我们可以认为IGBT的导通电阻Rce(on)= Vce(on)/Ic。在一定的Ic下Vce(on)越高Rce(on)越大。该电阻实际上是寄生PNP的管基区的纵向电阻，它对由PNP管发射区P+注入来的空穴电流起到均流作用，这样流过强电场区的空穴电流较均匀，使得整个空间电荷区内功率密度均匀，减缓热点的产生，从而延长了短路时间Tsc。另外，当出现过载或短路时剧增。在Rce(on)上的压降增加。这时耗尽层X m中的电压为Vce(on)—Ic ·Rce(on)。所以Rce(on)（Vce(on)）越大，X m中的电场子越弱T1也就越低，Tsc就越长。

5.3为什么PT—IGBT不能用于马达驱动电路

PT—IGBT手册中均没有给出SCSOA。也不希望用在有短路出现的电路。正如前述PT—IGBT是用高阻厚外延Si片产生的。高阻厚外延是重掺杂P+单晶片上，通过外延技术生长N+和N-外延层。重掺杂P+单晶片本身缺陷就较多，而外延生长过程中又要引进大量的层错、位错外延缺陷。所以PT—IGBT在高压（强电场）大电流下工作，强散射区较多，容易产生发热点，在较低能量状态下则出现烧毁。这就是说短路时间Tsc和IGBT生产材料、工艺及结构有重大关系。

6 结语

半导体器件失效机理是一个比较复杂的问题，现在正处于认识的不断深化阶段，本文提出强电场机理，仅供分析中参考。

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