1 引言
静止变流器是飞机供电系统的一个重要组成部分,用于将28V直流电变换为400Hz交流电，由于输入电压低，航空静止变流器的效率一般不超过80%。为实现静止变流器的模板化和高效率，提出了级联型航空静止变流器方案 ，由四台逆变桥的输出级联得到系统输出，对应由四台高频直流变换器提供四台逆变桥所需要的隔离直流电源。由于级联逆变器采用低压功率场效应管和低开关频率，具有很高的效率，因此新型航空静止变流器的效率主要取决于直流变换环节。
1kVA新型航空静止变流器的直流环节的设计功率为300W，输入为18—32V，输出为48V，输入电压低、电流大。在输入低压大电流应用场合，推挽电路和单端正激电路是两种可选方案。但推挽电路存在变压器铁芯偏磁、开关管关断时漏感能量在开关管上引起高的电压尖峰等问题。正激电路变压器为单向磁化，磁芯利用率低，同时还需要附加去磁电路，使电路变得复杂。一种新的电路拓扑——推挽正激电路 ，集中了正激电路和推挽电路的优点，同时克服了二种电路的缺点，具有：a）抑制变压器的铁芯偏磁；b）变压器磁芯双向磁化；c）抑制开关管两端的关断电压尖峰等优点，是新型航空静止变流器直流环节的优选电路方案。
本文首先介绍了推挽正激变换器的工作原理，然后分析了推挽正激电路的三种副边整流结构，最后通过实验比较，得出了适用于新型航空静止变流器的直流变换器方案。
2 推挽正激变换器工作原理分析
图1为副边采用全桥整流结构的推挽正激变换器。该变换器的两个开关管和两个变压器初级交替连接成一个回路，在回路两个相对的中点之间接有一个电容，另两个点接电源。两个初级有相同的匝数。D1, D2是场效应功率晶体管的体二极管。
如图1所示，输入电源、电容C、开关管和组成一个回路。电容C的电压等于输入电压。
图1 推挽正激电路图
该回路满足等式：
(1)
因为开关管两端电压 ， 0（若电压反偏，则体二极管导通，电压被钳位在零），所以开关管两端电压的 最大值为两倍的输入电压。图2所示为其稳态时工作原理波形。
图2 工作原理波形
（1）工作模态1，t1－t2期间
开关管VQ1导通，VQ2关断。这期间电容上电压是输入电压，当VQ1导通时电源电压加在W1上，电容电压加在W2上，这时初级相当于两个正激电路并联。
流过初级W1的电流等于：
（2）
流过初级W2的电流等于：
（3）
流过开关管的电流等于：
（4）
输入电流等于：
（5）
式中：——负载电流
——磁化电流
——漏感平均电流
漏感电流的值由占空比和空载电流决定，N为变压器次级线圈和初级线圈的变比。
输入电流的峰值与1/2负载电流成正比。当开关管VQ1关断时，此模态结束。
（2）工作模态2，t2－t3期间
这期间变压器漏感电流释放。由式（2）、式（3）可知，在t1－t2期间，一直大于，VQ1关断时，因为大于，VQ2的体二极管导通，为漏感电流提供释放回路。
在t2时刻，和分别为：
(6)
(7)
式中磁化电感
此期间，输入电压在W2上，电容电压在W1上，释放漏感上的能量。当、相等时，此模态结束。整个期间，被钳位在2倍输入电压，为零。此模态的时间长度为：
（8）
式中——初级漏感（设两漏感相等）
（3）工作模态3，t3－t4期间
在这期间，VQ1和VQ2都关断。设电容C上的电压为稳定的输入电压(电容取足够大)。漏感电流经过电源、W1、C和W2,由于电源电压和电容电压相等，漏感电流保持不变。当开关管VQ2导通时此模态结束。
（4）工作模态4，t4－t5期间
t4时刻W1和W2的漏感电流相等,当开关管VQ2导通时，此期间电源电压加在W2上，电容电压加在W1上，流过开关管的电流、为：
(9)
(10)
(11)
此模态的持续时间是：
(12)
下半个开关周期的工作模态和上半个周期基本相同，不再赘述。
3 推挽正激变换器的三种次级整流电路分析
3.1 三种次级整流电路的工作原理分析
图3 全桥整流结构与波形图
图4 全波整流结构与波形图
图5 倍流整流结构与波形图
图3、4、5分别为适用于推挽正激电路的三种输出整流结构：全桥整流结构、全波整流结构和倍流整流结构。
3.1.1 全桥整流结构
如图3所示，当变压器的次级电压为正时，、和变压器次级形成回路，、关断，同时电感电流增大并流经负载。当变压器的次级电压为负时，其过程也类似。当变压器次级电压为零时，、和、同时导通，对电感电流进行续流。
在功率开关管导通时 （13）
开关管关断时 （14）
由上二式： （15）
3.1.2 全波整流结构
如图4所示，当变压器的次级电压为正时，和变压器次级的上半线圈形成回路，关断，同时电感电流感电流增大并流经负载。当变压器的次级电压为负时，其过程也类似。当变压器次级电压为零时，电感电流分别经上半线圈、和下半线圈、续流。
在功率开关管导通时 （16）
开关管关断时 （17）
由上二式： （18）
3.1.3 倍流整流结构
如图5所示，当变压器的次级电压为正时，关断，电感的电流增大并流经负载，和变压器次级形成回路，同时电感的电流减小，它流经负载和形成回路。当变压器次级电压为负时，其过程也类似。而变压器的次级电压为零时，则电感和的电流分别流经和形成回路，即和同时导通。
在功率开关管导通时 （19）
开关管关断时 （20）
由上二式： （21）
3.2 次级三种整流结构比较
3.2.1 输出滤波电感
全桥整流结构和全波整流结构中流过滤波电感的电流平均值等于输出电流平均值，而在倍流整流结构中，单个滤波电感上的电流是输全桥整流结构和全波整流结构中流过滤波电感的出电流平均值的一半。
全桥整流结构和全波整流结构中，输出滤波电感的电压频率是功率开关管的两倍，而倍流整流结构中，两个输出滤波电感的电压频率与功率开关管相同，同时由于输出电流纹波是两电感电流纹波的和，因此在要求相同输出电流纹波情况下，倍流整流结构中单个滤波电感的值是全桥和全波整流滤波电感的两倍。
3.2.2 变压器次级线圈匝数
由式（15）（18）（21）可知，在相同输入电压，相同初级线圈匝数和相同的开关管导通占空比下，要使得输出电压相同，全波整流结构和倍流整流结构的次级线圈总匝数是全桥整流结构的两倍。
同时由三种整流结构工作原理的分析可知，全桥整流结构和全波整流结构中变压器次级中电流均为倍流整流结构中变压器次级电流的2倍。
3.2.3 整流管最大电压应力
由于在相同输入电压，相同初级线圈匝数和相同的开关管导通占空比下，要得到相同的输出电压，全波和倍流整流结构的次级线圈匝数是全桥整流结构的两倍。因此全波和倍流两种整流方式中整流管的最大电压应力为全桥整流方式中2倍。但由于全桥整流方式中整流管的数目是其他两种整流方式的2倍，这就可能使得整流电路的导通压降的增加。
3.3 电路的适用性分析
全桥整流方式适用于输出高压场合。
全波整流方式适用于输出中低压场合。
鉴于倍流整流的独特结构，它尤其适用于输出低压大电流场合。由于倍流整流结构中的变压器和滤波电感可以公用一个磁芯，因此可简化元件的封装和减小体积。目前， 48V输入、1.2V/70A输出的变换器满载效率可达到85% 。
4 实验研究
1kVA新型航空静止变流器需要独立的四路48V直流电，因此直流变换环节的设计指标为：输出功率300W，输入电压为18—32VDC，输出电压为48VDC，开关频率为100kHz。
基于此指标设计了三种次级整流方式的直流变换器样机。三台样机的原边开关管、均采用IRFP150，原边箝位电容C为，采用CL233型金属化聚酯膜介质电容器，变压器采用EE42铁芯，输出滤波电容为，采用电压控制方式。
（1）全桥整流样机
变压器原副边变比为2：2：7电感为；副边整流二极管选用DSEP30—03A。
（2）全波整流结构
变压器原副边变比为2:2:7:7；输出滤波电感为；副边整流二极管选用DSEP30—06A。
（3）倍流整流结构
变压器原副边变比为2:2:14；输出滤波电感；副边整流二极管选用DSEP30—06A。
由于三种副边整流方式对变换器的原边工作无影响，变换器的主要工作波形是相同的。图6、图7给出了推挽正激变换器变压器原边电流和箝位电容电压波形。实验波形与理论分析吻合，说明了样机设计参数的合理性。
通道1：变压器原边电流波形
通道2：开关管驱动波形
图6 变压器原边电流波形
通道1：原边箝位电容电压波形
通道2：开关管驱动波形
图7原边箝位电容电压波形
表1和表2给出了三台样机分别在20V和28V输入和不同负载时的效率数据。
表1 样机实验数据（输入电压20V）
表2 样机实验数据（输入电压28V）
由表1和表2可见，对于新型航空静止变流器，直流变换器采用推挽正激全波整流电路可以得到最高的效率，在全部输入电压范围内，额定负载时效率可达到89%以上，达到了Vicor第二代电源模块的性能指标 。
5 结语
（1） 新型航空静止变流器中的低压大电流直流环节是影响其效率的关键因素。推挽正激变换器具有防止开关管的电压尖峰和抑制变压器偏磁的特点，是输入低压大电流场合的优选方案。
（2） 研制了推挽正激电路采用三种次级整流方式的直流变换器样机，采用全波整流结构可以达到最高的效率，样机的效率达到了Vicor第二代电源模块的性能指标。
（3） 本文的研究为实现航空静止变流器效率超过85%奠定了基础。
参考文献
[1] 谢少军，陈万，李飞 新型航空静止变流器研制， 航空学报
[2] Xunwei Z. Bo Y. Luca A. etal. A novel
high-input-voltage, high efficiency and fast transient
voltage regulator module------push-pull forward converter[J]. IEEE Trans. On PE 1999,10(2): 279-283
[3] Peng Xu , Mao Ye and Fred C. Lee Single magnetic Push-Pull Forward converter featuring built-in
input filter and coupled-inductor current doubler for 48VVRM IEEE Trans. On PE 2002 9[4] 843-849
[4] 24Vin/48Vout/400Watts DC-DC Converter Module http://www.Vicor.com/products/dataseets/2nd-gen/V24A48C400A.pdf
关键字：静止变流器 推挽正激变换器 全桥整流 全波整流 倍流整流
编辑：冰封 引用地址：级联型航空静止变流器直流环节电路拓扑研究
静止变流器是飞机供电系统的一个重要组成部分,用于将28V直流电变换为400Hz交流电，由于输入电压低，航空静止变流器的效率一般不超过80%。为实现静止变流器的模板化和高效率，提出了级联型航空静止变流器方案 ，由四台逆变桥的输出级联得到系统输出，对应由四台高频直流变换器提供四台逆变桥所需要的隔离直流电源。由于级联逆变器采用低压功率场效应管和低开关频率，具有很高的效率，因此新型航空静止变流器的效率主要取决于直流变换环节。
1kVA新型航空静止变流器的直流环节的设计功率为300W，输入为18—32V，输出为48V，输入电压低、电流大。在输入低压大电流应用场合，推挽电路和单端正激电路是两种可选方案。但推挽电路存在变压器铁芯偏磁、开关管关断时漏感能量在开关管上引起高的电压尖峰等问题。正激电路变压器为单向磁化，磁芯利用率低，同时还需要附加去磁电路，使电路变得复杂。一种新的电路拓扑——推挽正激电路 ，集中了正激电路和推挽电路的优点，同时克服了二种电路的缺点，具有：a）抑制变压器的铁芯偏磁；b）变压器磁芯双向磁化；c）抑制开关管两端的关断电压尖峰等优点，是新型航空静止变流器直流环节的优选电路方案。
本文首先介绍了推挽正激变换器的工作原理，然后分析了推挽正激电路的三种副边整流结构，最后通过实验比较，得出了适用于新型航空静止变流器的直流变换器方案。
2 推挽正激变换器工作原理分析
图1为副边采用全桥整流结构的推挽正激变换器。该变换器的两个开关管和两个变压器初级交替连接成一个回路，在回路两个相对的中点之间接有一个电容，另两个点接电源。两个初级有相同的匝数。D1, D2是场效应功率晶体管的体二极管。
如图1所示，输入电源、电容C、开关管和组成一个回路。电容C的电压等于输入电压。
该回路满足等式：
因为开关管两端电压 ， 0（若电压反偏，则体二极管导通，电压被钳位在零），所以开关管两端电压的 最大值为两倍的输入电压。图2所示为其稳态时工作原理波形。
（1）工作模态1，t1－t2期间
开关管VQ1导通，VQ2关断。这期间电容上电压是输入电压，当VQ1导通时电源电压加在W1上，电容电压加在W2上，这时初级相当于两个正激电路并联。
流过初级W1的电流等于：
流过初级W2的电流等于：
流过开关管的电流等于：
输入电流等于：
式中：——负载电流
——磁化电流
——漏感平均电流
漏感电流的值由占空比和空载电流决定，N为变压器次级线圈和初级线圈的变比。
输入电流的峰值与1/2负载电流成正比。当开关管VQ1关断时，此模态结束。
（2）工作模态2，t2－t3期间
这期间变压器漏感电流释放。由式（2）、式（3）可知，在t1－t2期间，一直大于，VQ1关断时，因为大于，VQ2的体二极管导通，为漏感电流提供释放回路。
在t2时刻，和分别为：
式中磁化电感
此期间，输入电压在W2上，电容电压在W1上，释放漏感上的能量。当、相等时，此模态结束。整个期间，被钳位在2倍输入电压，为零。此模态的时间长度为：
式中——初级漏感（设两漏感相等）
（3）工作模态3，t3－t4期间
在这期间，VQ1和VQ2都关断。设电容C上的电压为稳定的输入电压(电容取足够大)。漏感电流经过电源、W1、C和W2,由于电源电压和电容电压相等，漏感电流保持不变。当开关管VQ2导通时此模态结束。
（4）工作模态4，t4－t5期间
t4时刻W1和W2的漏感电流相等,当开关管VQ2导通时，此期间电源电压加在W2上，电容电压加在W1上，流过开关管的电流、为：
此模态的持续时间是：
下半个开关周期的工作模态和上半个周期基本相同，不再赘述。
3 推挽正激变换器的三种次级整流电路分析
3.1 三种次级整流电路的工作原理分析
图3、4、5分别为适用于推挽正激电路的三种输出整流结构：全桥整流结构、全波整流结构和倍流整流结构。
3.1.1 全桥整流结构
如图3所示，当变压器的次级电压为正时，、和变压器次级形成回路，、关断，同时电感电流增大并流经负载。当变压器的次级电压为负时，其过程也类似。当变压器次级电压为零时，、和、同时导通，对电感电流进行续流。
在功率开关管导通时 （13）
开关管关断时 （14）
由上二式： （15）
3.1.2 全波整流结构
如图4所示，当变压器的次级电压为正时，和变压器次级的上半线圈形成回路，关断，同时电感电流感电流增大并流经负载。当变压器的次级电压为负时，其过程也类似。当变压器次级电压为零时，电感电流分别经上半线圈、和下半线圈、续流。
在功率开关管导通时 （16）
开关管关断时 （17）
由上二式： （18）
3.1.3 倍流整流结构
如图5所示，当变压器的次级电压为正时，关断，电感的电流增大并流经负载，和变压器次级形成回路，同时电感的电流减小，它流经负载和形成回路。当变压器次级电压为负时，其过程也类似。而变压器的次级电压为零时，则电感和的电流分别流经和形成回路，即和同时导通。
在功率开关管导通时 （19）
开关管关断时 （20）
由上二式： （21）
3.2 次级三种整流结构比较
3.2.1 输出滤波电感
全桥整流结构和全波整流结构中流过滤波电感的电流平均值等于输出电流平均值，而在倍流整流结构中，单个滤波电感上的电流是输全桥整流结构和全波整流结构中流过滤波电感的出电流平均值的一半。
全桥整流结构和全波整流结构中，输出滤波电感的电压频率是功率开关管的两倍，而倍流整流结构中，两个输出滤波电感的电压频率与功率开关管相同，同时由于输出电流纹波是两电感电流纹波的和，因此在要求相同输出电流纹波情况下，倍流整流结构中单个滤波电感的值是全桥和全波整流滤波电感的两倍。
3.2.2 变压器次级线圈匝数
由式（15）（18）（21）可知，在相同输入电压，相同初级线圈匝数和相同的开关管导通占空比下，要使得输出电压相同，全波整流结构和倍流整流结构的次级线圈总匝数是全桥整流结构的两倍。
同时由三种整流结构工作原理的分析可知，全桥整流结构和全波整流结构中变压器次级中电流均为倍流整流结构中变压器次级电流的2倍。
3.2.3 整流管最大电压应力
由于在相同输入电压，相同初级线圈匝数和相同的开关管导通占空比下，要得到相同的输出电压，全波和倍流整流结构的次级线圈匝数是全桥整流结构的两倍。因此全波和倍流两种整流方式中整流管的最大电压应力为全桥整流方式中2倍。但由于全桥整流方式中整流管的数目是其他两种整流方式的2倍，这就可能使得整流电路的导通压降的增加。
3.3 电路的适用性分析
全桥整流方式适用于输出高压场合。
全波整流方式适用于输出中低压场合。
鉴于倍流整流的独特结构，它尤其适用于输出低压大电流场合。由于倍流整流结构中的变压器和滤波电感可以公用一个磁芯，因此可简化元件的封装和减小体积。目前， 48V输入、1.2V/70A输出的变换器满载效率可达到85% 。
4 实验研究
1kVA新型航空静止变流器需要独立的四路48V直流电，因此直流变换环节的设计指标为：输出功率300W，输入电压为18—32VDC，输出电压为48VDC，开关频率为100kHz。
基于此指标设计了三种次级整流方式的直流变换器样机。三台样机的原边开关管、均采用IRFP150，原边箝位电容C为，采用CL233型金属化聚酯膜介质电容器，变压器采用EE42铁芯，输出滤波电容为，采用电压控制方式。
（1）全桥整流样机
变压器原副边变比为2：2：7电感为；副边整流二极管选用DSEP30—03A。
（2）全波整流结构
变压器原副边变比为2:2:7:7；输出滤波电感为；副边整流二极管选用DSEP30—06A。
（3）倍流整流结构
变压器原副边变比为2:2:14；输出滤波电感；副边整流二极管选用DSEP30—06A。
由于三种副边整流方式对变换器的原边工作无影响，变换器的主要工作波形是相同的。图6、图7给出了推挽正激变换器变压器原边电流和箝位电容电压波形。实验波形与理论分析吻合，说明了样机设计参数的合理性。
表1和表2给出了三台样机分别在20V和28V输入和不同负载时的效率数据。
由表1和表2可见，对于新型航空静止变流器，直流变换器采用推挽正激全波整流电路可以得到最高的效率，在全部输入电压范围内，额定负载时效率可达到89%以上，达到了Vicor第二代电源模块的性能指标 。
5 结语
（1） 新型航空静止变流器中的低压大电流直流环节是影响其效率的关键因素。推挽正激变换器具有防止开关管的电压尖峰和抑制变压器偏磁的特点，是输入低压大电流场合的优选方案。
（2） 研制了推挽正激电路采用三种次级整流方式的直流变换器样机，采用全波整流结构可以达到最高的效率，样机的效率达到了Vicor第二代电源模块的性能指标。
（3） 本文的研究为实现航空静止变流器效率超过85%奠定了基础。
参考文献
[1] 谢少军，陈万，李飞 新型航空静止变流器研制， 航空学报
[2] Xunwei Z. Bo Y. Luca A. etal. A novel
high-input-voltage, high efficiency and fast transient
voltage regulator module------push-pull forward converter[J]. IEEE Trans. On PE 1999,10(2): 279-283
[3] Peng Xu , Mao Ye and Fred C. Lee Single magnetic Push-Pull Forward converter featuring built-in
input filter and coupled-inductor current doubler for 48VVRM IEEE Trans. On PE 2002 9[4] 843-849
[4] 24Vin/48Vout/400Watts DC-DC Converter Module http://www.Vicor.com/products/dataseets/2nd-gen/V24A48C400A.pdf
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