直流电压前馈控制数字逆变电源设计与实现

    由式(2)可知，系统对直流输入电压阶跃响应的调节时间T_s为5ms。因此，当逆变电源输出电压频率为400Hz时，系统的调节时间持续两个正弦周期，但因响应峰值较小，对输出电压波形不会造成明显影响。而当逆变电源输出电压频率为50Hz时，响应峰值集中出现在1/4正弦周期内，使输出电压波形出现失真。

[page]3  直流电压前馈控制原理

    由以上分析可知，双环反馈控制逆变器，对直流输入电压变化的调节有一定的滞后性和稳态误差。为此，本文提出用输入电压前馈环实时检测直流输入电压，对逆变桥增益k_PWM进行补偿，抵消直流输入电压U_d波动对逆变电源的影响。因此，在传统双环控制系统中，额定直流输入电压U^*_d除以采样得到的直流输入电压U_d，再与经双环校正的正弦信号u_gm相乘后得到调制信号u′_gm，将其送入PWM发生器，如图3所示。

图3  逆变电源直流电压前馈控制原理图

将调制信号u_gm(t)=U′_gmsinωt代入(1)式中可得：

其中：m′=U′_gm/U_Cm即为补偿后的调制比。为了保证直流电压的利用率，系统需要保持很高的调制度，即m接近于1，也即U_gm接近于U_Cm。

4  HPWM调制原理

    混合式脉宽调制方式（HPWM）实质为单极性SPWM调制方式，其工作时每半个输出电压周期切换，即同一个桥臂的开关管，在前半个工频周期内工作在低频，而后半个工频周期内工作在高频，从而克服传统单极性控制方式下，总是一个桥臂工作的开关管同时工作在高频状态的缺陷，提高了开关管的使用寿命和系统可靠性。

    逆变电源工作在HPWM软开关方式下的输出电压，在一个开关周期内有12种工作状态。基于输出电压正负半周工作状态的对称性，以输出电压正半周期为例，分析单相全桥逆变电源一个开关周期内的6种工作模态，如图4所示。

                      图4  HPWM逆变电源工作模态图

   从t₀到t₁时刻逆变电源工作在模式A状态下。开关管S₁和S₄导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到t₁时刻S₁关断为止。

    从t₁到t₂时刻逆变电源工作在模式B状态下。在t₁时刻，S₁关断，滤波电感电流从S₁中转移到C₁和C₃支路，给C₁充电的同时给C₃放电。由于C₁、C₃的存在，S₁工作在零电压关断状态下。由于该状态持续时间很短，可以认为滤波电感电流近似不变，等效为恒流源，则C₁两端电压线性上升，C₃两端电压线性下降。到t₂时刻，C₃电压下降到零，S₃的体二极管D₃自然导通，电路模式B工作结束。

    从t₂到t₃时刻逆变电源工作在模式C状态下。 D₃导通后开通S₃，所以S₃为零电压开通。此时电流由D₃向S₃转移，S₃工作于同步整流状态。电流由S₃流过，使电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t₃时刻减小到零。在此期间，要保证S₃实现ZVS，则S₁关断和S₃开通之间需要死区时间t_dead1，并且满足以下要求：

    从t₃到t₄时刻逆变电源工作在模式D状态下。在此模式下滤波电感L_f两端电压为-U₀，电感电流开始由零向负方向增加，电路处于零态储能状态，S₃中的电流也相应由零正向增加，到t₄时刻S₃关断，结束D模式。         

    从t₄到t₅时刻逆变电源工作在模式E状态下。此模式状态与模式A近似，S₃关断，C₃充电C₁放电，同理S₃为零电压关断。t₅时刻，C₁的电压降到零，二极管D₁自然导通，进入下一电路模式F，

    从t₅到t₆时刻，在D₁导通后，开通S₁，则S₁为零电压开通。电流由D₁向S₁转移，S₁工作于同步整流状态，电路处于正电压输出状态回馈模式，电感电流负向减小，直到减小到零。之后，输入电压正向输出给电感储能，回到初始模式A，开始下一开关周期。同理，要保证S₁零电压开通，则S₃关断和S₁开通之间需要死区时间t_dead2，同时满足：t_dead2>2 C_eff U_d/I₀，需要注意的是一般有I₁> I₀，因此得出t_dead2> t_dead1。

[page]5  仿真实验结果分析

    利用Matlab/Simulink对本文设计的逆变电源电路进行了仿真验证，并采用上述原理，研制了实验样机以验证方案可行性。参数如下：直流输入电压U_d为400V±20%，额定输出电压U_o幅值为310V，输出功率1kVA，三角调制波频率为10kHz，幅值为1V，调制比0.8，THD 。

    图10为当输出50Hz交流时，U_d波动的情况下，传统双环控制逆变电源和本文研究的逆变电源的输出电压波形。由图10可以看出，传统双环控制，因控制器调节较慢而导致输出电压波形失真，而本文研究的逆变电源输出电压波形保持良好，明显提高了系统对直流输入电压扰动的瞬态响应性能。

                                (a)

                              (b)

  图5  直流电压波动后的输出电压波形：(a)  传统双环控制；(b)  前馈电压控制

  实验测得开关管1和开关管4的驱动波形如图6所示。由图可以看出，开关管工作在HPWM调制方式下。

阻性半载下输出电压波形如图7所示，阻性满载下输出电压波形如图8所示。由图7和图8可以看出，负

载从半载到满载变化时，输出电压的失真度较小，输出电压的幅值变化不大，系统具有良好的稳压输出。

                 图7  阻性半载下输出电压波形

                   图8  阻性满载下输出电压波形

6  结论

    在深入分析传统双环控制逆变电源对直流输入电压扰动响应性能的基础上，提出了利用输入电压前馈控制环来消除直流输入电压波动对逆变电源性能的影响。本文利用DSP芯片的强大功能，实现了数字式HPWM逆变电源的设计，采用HPWM的控制方式以不对称规则采样法，有效地抑制了系统的谐波分量；同时4个开关管分别实现了软开关控制，降低了开关损耗，提高了电路效率。仿真实验结果证明，加输入电压前馈补偿环的逆变电源对直流输入电压扰动有很好的静态和动态性能。

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