一款实用高性能开关电源的设计与实现

随着电子信息产业技术的快速发展，开关电源装置得到了广泛的应用。但传统开关电源也存在对电网造成污染以及工作效率低等问题，因此运用新技术改善开关电源性能已经成为目前国内外业界的研究热点，而且在开关电源设计中通过功率因数校正(PowerFactorCorrection—PFC)技术降低电磁污染及利用同步整流技术提高效率的研发途径尤其受到重视。文献[2]、[3]专题研讨了有源功率因数校正(APFC)技术;文献[4]综述了单相并联式技术的最新发展;文献[5]、[6]分别优化设计了带负载电流反馈、单开关、并联式PFC芯片的AC/DC变换器和升压式PFC变换器。但上述文献研制的电源系统效率只有80%左右，且未见相关电源系统整机实验测试的报道。

本文以降低开关电源功耗和电磁污染为出发点，将PFC技术、准谐振DC/DC变换与同步整流技术相结合，设计并制作了一款高效低电磁污染的“绿色”开关电源装置，既获得了较高的功率因数，改善了对电网的影响，又显着提高了工作效率，且控制简单，具有一定的应用价值。

1 开关电源总体设计方案

开关电源的总体结构如图1所示，它主要由220V交流电压整流及滤波电路、功率因数校正电路、DC/DC变换器三大部分组成。

220V交流电经整流供给后级功率因数校正器。

采用Boost型功率因数校正电路来提高电源的输入功率因数，同时降低了谐波电流，减小了谐波污染。图1中功率因数校正PFC的输出为一直流电压UC,通过DC/DC变换可将这一电压变换成所要求的两输出直流电压Uo1(12V)和Uo2(24V)。通过输出直流电压Uo1(12V)的采样来控制APFC和24V变换器的工作。

为了改善开关电源的性能，本电源实际制作时还增加了一些附属电路(图1中未全示出)。一是保护电路，可防止负载本身的过压、过流或短路;二是软启动控制电路，它能保证电源稳定、可靠、有序地工作，防止启动时电压电流过冲;三是浪涌吸收电路，可防止因浪涌电压电流而引起输出纹波峰-峰值过高、高频辐射和高次谐波的产生。

2 关键技术及核心器件选择

本电源系统设计的关键是在整流滤波器和DC/DC变换器之间加入了功率因数校正电路，使输入电流受输入电压严格控制，以实现更高的功率因数;采用同步整流技术以减少整流损耗，提高DC/DC变换效率;选用反激式准谐振DC/DC变换器既能增强对输入电压变化的适应能力，又可降低工作损耗。

2.1APFC芯片及控制方案

电源系统中选用性能优良的Infineon(英飞凌)公司的APFC芯片TDA4863,所设计的功率因数校正主电路及元器件参数见图2,开关管VT1选用增强型MOSFET。具体控制方案为：从负载侧A点反馈取样，引入双闭环电压串联负反馈，以稳定DC/DC变换器的输入电压和整个系统的输出电压。

2.2准谐振DC/DC变换器

DC/DC变换器的类型有多种。本设计方案选择隔离式，可以保证用电安全。隔离式DC/DC变换形式又可进一步细分为正激式、反激式、半桥式、全桥式和推挽式等。其中半桥式、全桥式和推挽式通常用于大功率输出场合，它们激励电路复杂，实现起来较困难，而正激式电路和反激式电路则简单易行。但由于反激式比正激式更适应输入电压有变化情况，且本电源系统中PFC输出电压会发生较大的变化，故本设计中的UC/Uo变换采用反激方式，有利于确保输出电压的稳定不变。

普通反激型(flyback)变换器在MOSFET开通时的漏极电压一般较高，这就增加了MOSFET的开通损耗。本设计采用ONSMEI(安森美)公司的准谐振型PWM驱动芯片NCP1207,它始终保持在MOSFET漏极电压最低时开通，改善了开通方式，减小了开通损耗。

图3是利用NCP1207芯片设计的反激变换器电路，其工作原理为：PFC输出直流电压UO一路直接连接变压器初级线圈L1,另一路经电阻R3连接到NCP1207高压端8脚，使电路起振工作，形成软启动电路;5脚输出驱动脉冲开通开关管VT,L1存储能量。

当驱动关闭时，线圈L2和L3释放能量，次级经整流滤波后供电给负载。辅助线圈L3释放的能量一部分经整流滤波供电给VCC,形成自举电路，另一部分经电阻R1和R2分压后送到1脚，来判断VT软开通时刻;光耦P1反馈来自输出电压的信号，经电阻R7和电容C2组成积分电路滤波后送入2脚，以调节输出电压的稳定，此为电压反馈环节。电阻R6取样主电流信号，经串联电阻R5和电容C4组成积分电路滤波后送入3脚，此为电流反馈环节。电容C6起到两个作用：一是缓冲开关管VT的关断;二是与初级线圈形成谐振使变压器磁心恢复。

2.3同步整流技术

电源系统采用电流驱动同步整流技术[8]。基本思路是通过使用低通态电阻的MOSFET代替DC/DC变换器输出侧的整流二极管工作，可以很大限度地降低整流损耗，即通过检测流过自身的电流来获得MOSFET驱动信号，VT在流过正向电流时导通。而当流过自身的电流为零时关断，使反相电流不能流过VT,故MOSFET与整流二极管一样只能单向导通。与电压型同步整流技术相比，电流驱动同步整流技术对不同的变换器拓扑结构适应性好。

选择同步整流管主要是考虑管子的通态电流要大，通态电阻小，反向耐压足够(应按24V时变压器次级变换反向电压计算)，且寄生二极管反向恢复时间则要短。经对实际电路的分析计算，选用Onsemi公司生产的MTY100N10E的MOSFET管，其耐压电压为100V,通态电流为100A,通态电阻为11m!,反向恢复时间为145ns,开通延迟时间和关断延迟时间分别为48ns和186ns,能满足系统工作要求。

3 降耗及降电磁污染的设计要点

3.1降耗措施

(1)利用TDA4863芯片优越性能。

TDA4863的性能特点是：当输入电压较高时，片内APFC电路从电网中吸取较多的功率;反之，当输入电压较低时则吸收较少的功率，这就抑制产生的谐波电流，使功率因数接近于1;片内还包含有源滤波电路，能滤除因输出电压脉动而产生的谐波电流;芯片的微电流工作条件也降低了元器件的损耗。

(2)电压电流双闭环反馈。

因整机系统形成双闭环系统，故DC/DC变换器输出稳定电压时既增大输入电阻又减小输出电阻，达到了闭环控制的目的。变换器在较大功率时呈现同步整流方式，较小功率时开关管、整流管均为零电压开通。同步整流或零电压开通都极大地降低了管耗。

(3)线路布局优化。

系统硬件电路中全部电感线圈的初级、次级均采用多股绞线并绕方式，减小了铜损耗并可有效抑制共模干扰。

3.2 降低电磁污染措施

(1)交流侧设置电磁干扰(EMI)滤波器。

设置EMI滤波器的目的是抑制电源线上传导的高频干扰，同时防止电源装置产生的谐波污染电网。

(2)直流侧安装滤波电容器。

在电源整流桥的两端并联了四只滤波电容器，可以削弱整流部分对系统工作的影响。

(3)设置屏蔽层。

由于MOSFET管和整流器件与底板和散热器之间通过绝缘片产生分布电容效应而将电磁干扰耦合到交流输入端形成共模信号，因此采取在两层绝缘片之间夹一层屏蔽片的方法，即把屏蔽片接至地端，切断共模干扰向电网传播的途径。

(4)合理接地。

一方面为降低接地阻抗、消除分布电容的影响，安装时将需要接地部分就近接到该端;另一方面分别将低频电路、高频电路和功率电路的公共端单独连接后，再接到参考地端。

(5)优化元器件布局，减小连线距离。

在一次整流回路中将二极管与变压器接近，而在二次整流回路中二极管与变压器和输出电容都设置得比较靠近;此外还使正、负载流导线平行走线，目的在于抵消各自形成的外部磁场。

4 样机制作及测试结果分析

4.1样机制作

根据本文设计电路进行了实物制作，采用Protel设计制作实验印制电路板(PCB)，并进行元器件安装、焊接，PCB板的正面视图如图4所示。

4.2整流桥和开关管测试波形

样机实验中采用美国泰克(Tektronix)示波器TDS5034B对电路进行测试。测试时后级DC/DC变换器负载为：12V/1.53A;24V/1.70A。图5是测试波形，其中udr和ud分别为开关管VT1驱动电压及其漏极电压，u5为TDA4863的5脚电压，即电感零电流检测电压，ui为整流桥正弦半波输出电压。可见ud幅值因为钳位而基本不变，呈高频矩形波;u5的包络线显现出电感平均电流波形接近于正弦波形。当ui为谷点时，振荡频率f0明显降低，因此电流基准信号也处于低谷。且输出功率一定时，很小的峰值电流无法使u5升高;在ui峰值附近f0也较低，因为电流基准信号亦处峰值附近，电感电流峰值和输出功率都较大，但因输出平均功率一定，故f0降低。