高效率DC/DC恒流电源LED驱动创新设计方案

　　1 引言

　　半导体照明作为21 世纪的新型光源，具有节能、环保、寿命长、易维护等优点。用大功率高亮度发光二极管（LED）取代白炽灯、荧光灯等传统照明光源已是大势所趋。由于LED 自身特性，必须采用恒流源为其供电。因此，高效率恒流驱动电源的设计成为LED 应用中一个重要研究对象。LLC半桥谐振变换器以其高效率、高功率密度等优点成为现今倍受青睐的热门拓扑， 但一般用于恒压输出场合，传统LLC 被认为不适合应用于宽范围恒流输出。此处提出一种半桥LLC 新的设计方法，使其在宽范围恒流输出场合依然保持高效率。

　　因此，LLC 可作为LED 驱动的很好的拓扑选择。

　　2 恒流LLC 谐振变流器的设计方法

　　2.1 半桥LLC 变换电路概述

　　半桥LLC 谐振变流器电路原理如图1 所示。

　　两个占空比为0.5 互补驱动的开关管VS1，VS2 构成半桥结构，谐振电感Lr、谐振电容Cr 和变压器的励磁电感Lm 构成LLC 谐振网络，变压器次级由整流二极管VD1~VD4 构成全桥整流电路。

　　图1 半桥LLC 谐振变流器电路拓扑

　　半桥LLC 变流器有两个谐振频率。当变压器初级电压被输出电压箝位时，Lm 不参加谐振，Lr和Cr 产生的串联谐振频率为f1;当变压器不向次级传递能量时，Lm 电压不被箝位，Lm，Lr，Cr 共同参与谐振，构成谐振频率f2 为：

　　2.2 直流增益曲线及工作区间

　　采用基波近似方法， 可推导出LLC 谐振变流器的直流电压增益表达式为：

　　式中：m=Lm/Lr;fn =fs/f1，fs 为开关频率；Ro 为等效输出电阻。

　　图2 示出半桥LLC 变流器在不同负载情况下的直流增益曲线。LLC 工作在f1（即图中（1，1）点）时，谐振回路阻抗最小，损耗最低。所以在普通设计中，一般将满载工作点设计在该点。

　　图2 半桥LLC 的直流增益曲线

　　在图2 所示3 区间中， 开关管工作在容性区域，开关损耗大，所以在任何设计中都应该避免电路工作在此区域。而2 区间中，LLC 工作在谐振电流断续模式，可同时实现初级开关管ZVS 开通和次级整流管ZCS 关断，避免反向恢复，所以恒压输出的设计中， 一般将所有负载情况下的工作点设计在该区间中。但是在恒流宽电压范围输出设计中，负载变化大，对应的直流增益变化范围大， 很难保证全负载范围内所有的工作点均在ZVS 区域。并且电路工作在最大增益点和（1，1）点之间的曲线上， 这段曲线增益越小， 越接近谐振点。故仅能将满载工作点设计在直流增益高，即fs《f1 的区间， 输出电压小即轻载工作点设计在谐振点，满载效率不能得到优化，效率会很低。

　　在图2 所示1 区间中，fs》f1，LLC 工作在谐振电流连续模式，初级开关管可实现ZVS 开通，次级整流管不能实现ZCS 关断，会有反向恢复过程，但在输出电流小的情况下影响不大。这一区间增益曲线斜率较大，直流增益可调的范围广，可满足恒流宽电压范围输出设计的要求。　　2.3 恒流宽电压范围输出设计

　　半桥LLC 的直流增益为：

　　式中：n 为实际变压器绕组匝比；Uin，Uo分别为输入、输出电压。

　　可见，为得到最佳设计点（即谐振点），仅需取期望的变压器绕组匝比Nnor=Uin /（2Uo）。

　　由图2 可见，曲线增益越小，斜率越大。若满载的工作点设计在谐振点，输出电压降至一半（即Gdc 降至0.5）时的工作频率将达到2 倍谐振频率以上， 工作频率范围很广。为使工作频率范围变窄，可选择增益曲线斜率大的一段，即Gdc《1.由式（3）及Nnor 计算式可知，若n《Nnor，则Gdc《1.图3示出n=0.88Nnor 时的增益曲线及工作点。

　　图3 恒流LLC 的工作点

　　图3 中，虚线为Uo 在200~100 V 变化时对应的Gdc， 实线为Uo 为200~100 V 时等效负载的增益曲线，Uo 相同时对应的实线和虚线的交点即为电路实际的工作点。在此设计中，Uo 从200~100 V变化时，工作频率的范围为1.22f1~2.11f1.

　　3 参数分析与优化

　　3.1 f1 选择

　　考虑到磁元件的设计， 电路满载时的工作频率设计在100 kHz 左右较为理想。为保证半载工作效率，半载频率不能太高。所以应当选择增益曲线中斜率较大的一段，即Gdc《1.电路实际的工作频率始终大于f1，所以应选f1《100 kHz，设计在60~70 kHz 较为合理。

　　3.2 谐振参数Cr ， Lr

　　当f1 一定时，Cr 越小，Lr 越大，Q 越大，增益曲线的斜率越大，故减小Cr 可使半载的工作频率显著降低。从提高半载效率的角度考虑，Cr 越小越好，但Cr 越小，其两端的电压峰值则越大，要降低Cr 的电压应力，Cr 应取越大越好。设计中应该折中考虑。Cr 确定后，根据f1 可计算出Lr 为：

　　3.3 n ， Lm 的选择

　　为使开关频率的范围缩窄， 实际变压器绕组匝比应小于期望的变压器绕组匝比，n《Nnor.n 减小，半载时的工作频率降低，但同时满载的工作频率增高，工作点偏离谐振点较远，电路工作在更连续的状态。在谐振电流还很大时，MOSFET 被强行关断；二极管关断时流过它的整流电流也很大。这样MOSFET 和整流管的开关损耗会增大， 在大电流场合更加明显。所以n 不宜取值过小。

　　从减小开关管导通损耗的角度考虑， 变压器Lm 的值越大，初级电流有效值越小，开关管的导通损耗也越小，故希望Lm 越大越好。但Lr 一定时，Lm 越大则m 越大，增益曲线的斜率变小。为保证所需的Uo 使变换器的工作频率范围变宽，会影响Uo 降到一半时的效率。所以，在保证一定的开关频率范围的前提下，Lm 越大越好。

　　上述所有参数的设计需要综合考虑多方面因素，根据设计目标进行合理的取舍，针对具体应用场合找到最佳设计参数。

　　4 实验结果

　　根据上述理论分析，设计了一台恒流宽范围输出LLC 变换器样机，并进行了效率优化。指标要求为：Uin=400 V，输出电流Io=0.7 A，Uo=200~100 V.

　　主开关管选用FDP12N50， 次级整流二极管选用SF1005G.Nnor 需按输出电压最大值设计：Nnor=Uin /（2Uomax）=1.

　　实际变压器初次级匝比n《Nnor.采用多套不同实验参数进行效率优化后，得最佳参数： fr=60 kHz，n=0.85，Lm=800 μH，m=3.75，Cr=33 nF，Lr=213 μH，fs=84~150 kHz.变换器在满载（Uo=200 V）和半载（Uo=100 V）时开关管两端电压波形uds、开关管驱动波形ug 和谐振电流iLr 波形如图4 所示。

　　图4 开关管ug，uds 及iLr 波形

　　测得样机的效率曲线如图5 所示。可见，fs 变化范围选择在80~150 kHz，f1 选在60 kHz 较为合理。样机效率较高，整机效率达到95.5%~97.2%.

　　图5 半桥LLC 的效率曲线

　　5 结论

　　介绍了恒流宽范围输出LLC 谐振变流器的设计方法，指出其与传统恒压LLC 设计上的不同考虑，分析了各设计参数的影响。对于宽范围输出的LLC，工作区间应设计在开关频率高于谐振频率，直流增益小于1 的区域。实验证明，在整个负载变化范围内效率均高于95.5%.该设计方法较适合于小电流输出场合，样机输出电流为0.7 A.若是大电流输出，工作在连续状态下的LLC 开关管导通损耗、二极管关断损耗影响明显，效率会下降。