紧凑型全桥DC-DC隔离电源设计

　　集成驱动一般包括板上DC-DC 隔离电源、PWM 信号隔离、功率放大、故障保护等4 个功能电路，各功能电路之间互相配合，完成IGBT 的驱动及保护。输入电源为板上原边各功能电路提供电源，两路DC -DC 隔离电源输出分别驱动上、下半桥开关管，同时为IGBT 侧故障检测和保护电路提供电源，因此集成驱动板上电源是所有电路工作的前提和基础。

　　文中的半桥IGBT 集成驱动板需要两组隔离的正负电压输出，作为IGBT 的驱动及保护电路电源。由IGBT 的驱动特点可知，其负载特性类似于容性负载，要达到可靠、快速的开通或关断，就要求电源具有很好拉/灌电流能力，即良好的动态特性。半桥IGBT由上、下两路开关管组成，型号相同，导通、关断的驱动电压、电流特性一致，作为双路隔离DC-DC 电源的负载，其负载特性是稳定的。因此可以设计两路隔离电源，按照所要驱动的最大负载设计，不需要进行反馈控制。实际设计时必须依据选用的IGBT 开关管参数和工作频率，核算驱动板电源功率是否满足，若不满足，则需重新选用开关管。

　　1 IGBT 半桥集成驱动板电源设计

　　1. 1 IGBT 半桥集成驱动板电源特点

　　电力电子变换拓扑中，以半桥IGBT 为基本单元进行的拓扑设计最为广泛，相应地对其有效驱动和可靠保护由半桥IGBT 集成驱动板实现。半桥IGBT集成驱动板自身必须具备两路DC-DC 隔离电源，该电源要求占用PCB 面积小、体积紧凑、可靠性高，并且两组电源副边完全隔离。在大功率半桥IGBT集成驱动单元的项目中，针对驱动单元需要高效、可靠的隔离电源，设计了一种电源变压器原边控制拓扑，即两组隔离电源变压器原边共用一组全桥控制的思路，提高了电源功率密度和效率，节省了功率开关数量。全桥开关管巧妙搭配，无需隔离驱动，减少了占用集成驱动板上的PCB 面积。

　　由于上下半桥的两个单元IGBT 性能参数一致、同体封装，对半桥IGBT 集成驱动板上两路驱动表现出的负载特性完全一致，因此在IGBT 半桥集成驱动板的电源设计中，两组隔离的DC-DC 电源原边完全可以共用一组控制电路。IGBT 半桥集成驱动板一般镶嵌在IGBT 功率模块上，它对驱动板要求有两个：

　　第一是半桥集成驱动板对PCB 面积、体积要求很高，要求尽可能小的PCB 面积和体积; 第二因为驱动IGBT需要的功率较大，对板上电源的功率密度、效率要求也较高。

　　1. 2 原边共用全桥控制的DC-DC 电源设计

　　设计采用全桥电路控制DC-DC 电源变压器，两个变压器原边共用一个全桥开关。正常模式下两个全桥变换拓扑需要两组全桥开关，同时全桥开关的脉冲驱动电路也为两组共8 路PWM 脉冲。采用共用全桥拓扑节省了控制电路和全桥开关，简化了DC-DC 隔离电源电路。由于该电源是给半桥IGBT 驱动电路供电，负载稳定且可计算，因此全桥DC-DC 电源采用开环控制，满足最大功率需求即可。电路原理如图1所示，该电源由4 部分组成： 4 路PWM 脉冲产生电路、全桥驱动开关、电源变压器及其副边整流滤波电路。DC-DC 电源输入为单+ 15 V 电源，输出为两组隔离的+ 15 V 和- 10 V 双电源，采用负电源是为可靠地关断IGBT.

　　图1 原边共用全桥的DC-DC 原理图

　　共用全桥开关的两组DC-DC 隔离电源工作原理为： 对角的开关管同时开通，另外一组对角已经关断，此时两组磁芯原边同时正反相激磁，副边耦合，再进行全波整流滤波后得到稳定的电源。设计全桥开关工作频率为360 kHz，同时采用全波整流，因此副边不需要很大的滤波、储能元件，有利于实现DC -DC 电源小型化。

　　全桥DC-DC 电源参数为： 输入+ 15 V; 输出+ 15 V、-10 V; 输出功率6 W; 工作频率360 kHz。要求额定负载下动态特性满足： + 15 V 波动《+ 1 V; - 10 V 波动《 - 2 V; 工作频率满足5%的偏差容限。其中工作频率由施密特触发器CD40106 参数及RC 数值决定。具体参数为： R = 2. 2 kΩ; C =748 pF; VDD = 15 V; V T + = 8. 8 V; V T - = 5. 8 V.根据式( 1) 计算出振荡频率为748. 792 kHz，因为设计中多谐振荡器输出对2 路RC 充放电，充电电容容量增大一倍，因此振荡频率为上述计算频率的1 /2，即374. 396 kHz。

　　1. 2. 1 原边共用全桥控制的4 路PWM 信号产生

　　传统的全桥DC-DC 拓扑由4 只相同的开关管组成，需要2 路互反的PWM 控制信号，每路PWM 信号驱动对角的2 只开关管，2 路PWM 信号要求有死区，避免全桥直通。全桥拓扑的上桥臂驱动必须隔离，否则无法完成正确驱动，隔离电路一般采用光耦或磁性器件实现，电路复杂、体积大。设计采用2 个电源变压器原边绕组共用一个全桥开关，由于系统为+ 15 V单电源输入，因此全桥开关采用2 片内含PMOS 和NMOS 的SI4532ADY 实现，此时PWM 驱动脉冲无需隔离，即不用将全桥的上下臂驱动脉冲进行隔离，使用振荡电路的逻辑门进行驱动，简化了控制电路，同时该全桥开关为小体积的SO - 8 封装，实现了最小PCB 设计。据此原理设计全桥开关需要4 路PWM 脉冲驱动，分为2 组，每组内互反，驱动对角的PMOS 和NMOS 开关，2 组之间带有死区，具体的4 路驱动脉冲时序要求如图2 所示。G11、G2、G22、G1为4路PWM 驱动，T1、T11为两个DC-DC 电源变压器，此处只画出了原边绕组，C 为隔直电容，能够有效地防止变压器磁芯饱和。可以看到，对角的开关同时导通，两组对角交替开关，两个变压器磁芯工作在Ⅰ、Ⅲ工作象限，双向励磁，有利于实现高功率密度。

　　采用上述设计，4 路PWM 时序必须严格按照图2所示产生。一般PWM 驱动产生方法用MCU、DSP 或专用IC 产生，难以实现低成本和紧凑设计。文中对通用多谐振荡器电路进行改进，分别增加两个二极管、电阻及电容，即可输出满足上述要求的4 路PWM 驱动信号，简化了电源设计，提高了可靠性。

　　图2 DC-DC 全桥控制原理

　　1. 2. 2 DC-DC 电源变压器的选择及设计

　　系统电源采用全桥驱动，磁芯工作在Ⅰ、Ⅲ象限，驱动上要能够防止磁芯饱和，同时要求效率高、体积小。基于上述考虑，选用环形磁芯T10 × 6 × 5，材质为PC40，环形磁芯漏磁小、效率高。具体参数为： μi = 2 400，Ae = 9. 8 mm2，Aw = 28. 2 mm2，J =2A / mm2.系统工作状态为： ηB = 90%，Km = 0. 1，fs = 366 kHz，Bm = 2 000 GS，根据PO = Ae × Aw × 2 ×fs × Bm × J × ηB × Km × 10 - 6 得出PO = 9. 8 × 10 - 2 ×28. 2 × 10 - 2 × 2 × 366 × 103 × 2 000 × 2 × 0. 9 × 0. 1 ×10 - 6 = 7. 3 W，理论计算表明，所选磁芯满足设计的功率要求。

　　变压器匝数设计是根据式( 2) 和式( 3) 计算，其中μi为输入电压最小值，ΔVce为额定电流下全桥回路开关管压降，Dmax = 0. 48; μo为输出电压额定值;ΔVd为输出额定电流下全波整流二极管压降。理论计算原副边匝数为： 原边Np = 4. 6 匝，副边Ns1 = 5. 8匝，Ns2 = 3. 9 匝。

　　实际调试结果为： 原边p =6 匝，副边Ns1 = 8 匝，Ns2 =5 匝。

　　1. 3 带死区的4 路互补PWM 信号仿真

　　两路DC-DC 电源变压器原边共用全桥拓扑，全桥电路的4 路PWM 信号是在多谐振荡器电路的基础上添加几个无源器件生成的，并且产生的两组驱动信号带有死区，能够有效防止全桥开关器件直通。电路的工作原理是： 对通用多谐振荡器输出加以改进，使其充放电电容容量不同，产生2 路充放电曲线略有差异的波形，这个差异就会在两组PWM 波之间产生死区，再分别经过同相器和反相器，即可产生4 路满足驱动要求的PWM 脉冲。

　　4 路PWM 生成电路的Saber 仿真原理图及仿真结果如图3( a) 和图3( b) 所示。由仿真结果可以看出，4 路PWM 脉冲能够满足共用全桥拓扑的控制要求。

　　图3 Saber 仿真原理结果图

　　2 实验结果

　　图4( a) 所示为实际全桥DC-DC 电源变压器原边及副边绕组带载波形，其中CH1为原边线圈两端电压，CH2为副边线圈正电压。由于器件分散性，实际测试DC-DC 电源工作频率为366 kHz，频率偏差为3. 8%，满足设计要求。图4( b) 所示为动态加载输出波形，其中CH1为输出正电压，CH2为输出负电压。测试时负载为35 Ω/10 W，可以看到突加突卸额定负载时输出正电压较平稳，波动《 1 V，满足设计要求; 负电压稍有波动，考虑到IGBT 负压是用来维持关断状态，负压在- 5 ~ - 15 V 即可，因此满足半桥集成驱动电源的要求。

　　图4 电源变压器绕组带载波形及动态加载输出波形图

　　3 结束语

　　针对绿色能源设计需求，结合集成驱动板具体使用条件，实现了DC-DC 隔离电源高效、可靠设计，并且易于和IGBT 模块集成，易于安装。该电路以两组磁芯原边绕组共用高频全桥开关的DC-DC 隔离电源; 生成4 路无需隔离的全桥脉冲信号，实现了高功率密度的板上电源的紧凑设计。仿真和实验结果表明，该电源电路简洁、高效、可靠，达到了预期目的。