26～40GHz磁调带通滤波混频组件研究

　　首先根据设计经验，在HFSS软件中绘制滤波器耦合谐振腔的模型，如图1所示。仿真模型中并没有放入铁氧体谐振子的模型，这是因为加入该模型后仿真计算量会非常大，一般的计算机根本无法进行下去。因此仿真结果与实际的测试会存在一定的偏差，如何修正这个偏差是设计时需要着重考虑的问题。经过多次仿真计算和加工试验测试，对比仿真结果和实测曲线，总结了这样一个经验：软件仿真耦合谐振腔的物理尺寸乘以一个0.8～0.9左右的系数后，再进行加工装配测试，测试结果与仿真结果基本一致。

　　图1 耦合谐振腔的模型

　　图2 耦合谐振腔仿真曲线

　　图3 滤波混频组件失谐隔离测试曲线

　　图2是耦合谐振腔的仿真曲线，图3是仿真尺寸乘以0.88的系数后设计加工的滤波混频组件失谐隔离的实测曲线，两个曲线基本一致；实测曲线因为集成了混频器，其幅度偏低20dB左右。

　　3、磁调带通滤波混频组件的设计

　　图4是双平衡混频器的电路原理图，其中本振信号的作用相当于开关，它交替地在正、负半周内使信号经过不同的两个二极管与输出电路连通，相当于两个单平衡混频器交替工作。

　　图4 双平衡混频器原理图

　　双平衡混频器设计的关键在于4只混频二极管的特性一致，而且两边的不平衡—平衡变换器也相当平衡，这样就可以使二极管电桥的输入输出端完全隔离，射频端口和本振端口就完全隔离了。实际上由于二极管的寄生参量及不平衡—平衡变换器不可能作到理想的平衡、对称，所以混频器各个端口之间的隔离度必为有限值。

　　本文磁调带通滤波混频组件的设计中采用集成的二极管管堆来保证二极管电桥的平衡性，因此设计的重点和难点是宽带射频不平衡—平衡变换器的设计。一个有趣的现象是，从铁氧体谐振子两边分别耦合出来的信号相位相差180度，这样就可以利用铁氧体谐振子来构成宽带射频不平衡—平衡变换器[3]，具体设计电路如图5所示。因为集成了磁调带通滤波器，本振到射频的端口隔离可以增加70dB以上。

　　图5 磁调带通滤波混频组件电路图

　　图6 磁调带通滤波混频组件剖面图

　　磁调带通滤波混频组件整体示意图如图6所示，磁路设计上尽量减小磁极间隙，并采用高饱和磁化强度的铁磁合金，实现了线性调谐至40GHz[4]。谐振子的选择上采用LAF（Lithium-Aluminum-Ferrite）小球替代传统的YIG小球，将滤波器通带带宽由几十兆赫兹提高到150兆赫兹以上。

　　4、测试结果

　　磁调带通滤波混频组件不同频率点的通带响应曲线如图7所示，26GHz处通带带宽约为160MHz，40GHz处通带带宽达到了300MHz以上。

　　图7 不同频率点的通带曲线

　　图8 变频损耗测试曲线

　　图8是滤波混频组件的变频损耗响应曲线，整个工作频带内没有过大的起伏，频率高端变频损耗变大是由于本振巴伦高端性能恶化引起的。滤波混频组件的失谐隔离测试曲线参见图3，达到60dB以上。

　　5、结论

　　本文介绍了一种利用HFSS仿真软件对磁调带通滤波器耦合谐振腔进行仿真计算的方法，采用此方法可以减少反复设计加工验证的次数，缩短设计周期，节约成本。描述了一种新颖的非YIG磁调带通滤波混频组件的设计过程，给出了测试结果，该组件及其延伸产品已经成功地应用在宽带微波毫米波测试仪器中。