在降压转换器中DCR电流检测

工程设计的角度来看，这确实很糟糕，因为过流标记和过流停机都是基于这些电阻设定的。如果电路太敏感，就会在没有达到需要停机的程度就停机了。这不是我们想要的结果。如果电路不敏感，就会有电感器和功率FET压力过大的风险。这更不是我们想要的结果。

情况能糟糕到什么程度？

假定正在设计一个能在1V时提供最大35A的电路（现在，对一个切合实际的单相降压转换器而言，这个数值是合乎情理的）。如果电感器DCR处在容限低端，那么输出得到35A时，控制器认为提供了40A。这意味着，OCP不能设定为低于40A，否则电源会在标称负载时停机。

反过来，当OCP设定为40A，电感器DCR增大10%时，情况会变得多糟糕？

在这种情况下，实际负载电流为40A，但DCR为407µΩ，因此控制器认为，输出电流是65A。这意味着，OCP需要设定为65A，如果不设定为这个数值，就有在不到40A时就出现OCP停机的风险。这似乎不能接受，可一旦OCP设定为65A，电路就必须设计成，在偶尔准确报告电流的情况下，也得连续提供这么大的电流。这意味着输出电感器和功率FET严重过度设计，电源必须提供35A，但却必须按照能够连续提供65A来设计。而且，使情况更糟的是，电感器中的电流除了有DC分量，还存在峰值至峰值纹波。这个纹波有多大呢？对纹波电流而言，常用设计原则是20%。这意味着，逐周期限流值必须设定为高于65A，因此保护输出FET的能力就变得非常成问题了。

猜猜看，如果针对30%纹波电流来设计，会发生什么情况？

然后，你会意识到，典型电流检测电压范围为10mV至20mV。如果在一个电源中，有开关节点振铃，有输出电感器产生的杂散磁场，还有电流在旁路电容器和输出电容器中流通，那么就很难得到可以接受的信噪比（SNR）。要想信号质量还有任何希望的话，电流检测连接线必须仔细布置成差分对（因此，所拾取的任何噪声都是共模的），并布置得远离电感器、开关节点和大电流/高频电流回路。这在空间受限的设计中是很难的，一如现在空间受限设计中的一切看起来都很难一样。

图3：开尔文电感器电流检测布线

我们能做什么？

首先，通过使用热敏电阻器或温度检测二极管（通常是小型晶体管中正向偏置的PNP基-射节），可以基于经验估计出电感器的温度。通过这种方式，可以调节铜线绕组电阻的热响应。这太有帮助了。工程师们真是太了不起了。如果我们确实做得非常仔细，那么最好的结果有可能达到±10%。

我们还能做什么？

我们可以无视简便的DCR电路，给输出电感器串联一个昂贵的、温度稳定的电流检测电阻器。这增加了成本，损害了转换器的效率，但是凭借良好的差分信号布线，我们能够以高得多的准确度检测输出电流。随着容限累积，我们可以得到±5%或更好的总体电流检测性能。工程师们在设计评审中既证明了这种方案的合理性，又避开了对其设计影响效率和成本的批评，他们的勇气令我钦佩。

使用一个由温度稳定的合金绕组构成的电感器如何？这个想法一露头，我的心就被吓得狂跳不止了。

还有其他方法吗？

有个东西比电流检测电阻器好。让功率链路器件报告其电流。这种方法运用良好设计的智能电源状态（SPS），虽然增加了电流检测成本，但是能够提供与标称输出要求非常接近的峰值功率能力，二者功过相抵。结果是，大大减少了过度设计功率链路元件导致的浪费。对这种电流检测方法我们可以寄予多大期望？就合理的运行区域而言（不要期望输出电流处在零附近时出现奇迹），我们可以得到±1%初始准确度，随着老化和温度变化，最差的容限为±2%。朋友，这就是我想要的圣诞礼物了。

技术在前进，一年又一年，为工程师们提供了越来越好的基本构件。简便的DCR电流检测电路还是随风而去吧。