探讨如何凭借智能交错技术提高AC/DC电源效率

　　在进行大功率电源供应器设计时，设计工程师经常会使用交错（Interleave）架构。交错是一种特殊的并联方式，即在两个或多个功率级（通常称之为相位或通道）之间存在独特的相位关係。为了保持两级设计所具备的完整纹波电流消除优势，必须让各个通道彼此间相位差保持180度。

　　由于每个通道都是针对处理50%功率而设计的，故同步中断或失败，尤其是在负载超过最大额定电流的50%时，就可能造成整个设计的崩溃。换言之，缺乏严格容限的同步演算法会导致不必要的功率级冗余设计需求。因此，设计工程师必须採用可在任何状况下均确保同步的解决方案，方能避免系统崩溃的条件下，兼顾系统的实作成本。目前市场上已有晶片供应商开发出可满足此一需求的功率因数校正（PFC）控制器，在软启动、软中止（Soft-Stop）期间以及所有瞬态和稳态工作条件下，可确保近乎完美的180度同步。如果某个故障模式导致一个通道无法工作，内部的重启动计时器便会启动，有效执行功率限制，防止此通道提供全额定功率。本文将以快捷（Fairchild）所推出的FAN9612为例，说明这类先进PFC控制器的特性，以及其能为电源供应器系统设计所带来的种种优势。

　　软启动/分压器网路携手 电压过冲难题有解

　　任何电源设计都要优先考虑启动，功率因数校正控制器也不例外。对大多数PFC应用而言，稳压输出电压设置点在400伏特范围内，故只要有任何电压过冲，尤其是在软启动期间，就会对输出大电容和开关元件造成额外的应力。因此，PFC控制器必须能在整个启动程式期间保持闭迴路软启动，以避免上述情况发生。图1为PFC控制器的软启动电路功能实现及启动程式模拟。

　　图1　闭迴路软启动性能

　　透过把参考电压钳定为误差放大器回馈电压，软启动电容（CSS）将稍微预充电，加快初始化启动。更重要的是，误差放大器输出直接控制软启动充电电流（ISS（VCTRL）），因此，若误差放大器接近饱和，电流源就减小VSS（t），确保对误差放大器输出电压保持良好控制。如此一来，无论在软启动週期内，后级直流对直流（DC-DC）转换器从何处开始消耗控制器输出的功率， 都可以在内部调节同相误差放大器输入以避免饱和，确保启动或重新启动期间不会因瞬态故障条件而产生电压过冲。

　　除了闭迴路软启动工作模式之外，先进的PFC控制器还具有透过 VOUT 电阻分压器网路直接启动的可选功能。对于没有足够的辅助偏置电源电压或待机电源的应用，启动任何高电压晶片都必须对VDD电容进行充电，直到电压达到控制晶片欠压锁定（UVLO）导通阈值为止。要实现这项功能，设计工程师通常都必须额外设计一套电路，因而会增加功耗及降低效率。

　　为了解决上述问题，有些设计人员会採用一种特殊的设计方法，亦即当PFC控制晶片是透过自举偏置（Bootstrap Bias）进行供电时，系统则关闭启动电路。虽然这种方案有助于降低功耗，但往往需要高侧开关和驱动电路，从而增加外部元件的数目。目前市场上已有经过特别设计的解决方案可克服此一问题，无须使用外部启动电阻即可启动。在FB和VDD之间增加一个小信号二极体（DSTART），即可提供一条经过RFB1的电流路径，即图 2 中的虚线。一旦内部5伏特参考电压产生输出，小讯号金属氧化物半导体场效电晶体（MOSFET），也就是图2中的QSTART就被开通，电阻回馈网路即从启动功能中释放出来。另外也可以根据情况 ，忽略DSTART和QSTART，採用传统的启动方法。

　　图2　交替式简化启动电路

　　摆脱两极滤波器束缚 欠压保护设计更具弹性

　　对于感测交流（AC）输入电压的 PFC 电路，大多数控制器都须搭配一个外部两极滤波器来取得RMS线电压。虽然这对线路欠压保护（也称为Brown-out保护，即电压过低保护）而言，是可接受的，但两极滤波器的慢速和低灵敏度会导致额外的线电流失真，从而妨碍利用RMS电压资讯来实现脉衝宽度调变（PWM）控制，如电压前馈。因此，理想的解决方案应能透过感测AC输入电压的峰值来获得RMS值，从而避免使用外部两极滤波器。由于 RMS 值与线电压峰值成比例，所需外部电路就从两极滤波器简化为一个简单的电阻分压器。

　　如图3，设计工程师可利用经过分压（Divided Down）的峰值电压讯号来实现欠压保护（VIN（UVLO））、输入过压保护（VIN（OVP）），以及电压前馈（VIN（VFF））这些脉衝宽度调变控制工作。RIN1和 RIN2的比值可用于设定 VIN（OVP） 、跳变点和欠压保护级。

　　图3　输入电压感测电路

　　电压前馈为PFC控制器带来许多优势。首先，控制迴路增益变得与输入电压无关，这就大大简化了补偿工作，并有助于在线路瞬变期间保持更严格的输出电压调节。其次，输入电流仍为正弦波，即使在功率受限期间也可减少电流失真。第叁，由于用户可程式设计最大导通时间（MOT）与VIN成比例，所以每个通道都获得一个有效的功率限制功能。最后，本文范例方案还能够在直流输入电压下工作，故而适用于大功率逆变器，如专为太阳能应用而设计的逆变器。

　　过电压/过电流保护不容轻忽

　　除了欠压保护和输入电压过电压保护（OVP）外，本文范例方案还具有两极输出电压过电压保护（OVP）功能。图4所示的回馈电阻RFB1和RFB2对输出电压进行分压，并把讯号馈入到 控制晶片的跨导误差放大器输入端。一个非锁死输出过电压保护电路会在内部监控该信号，并被设置在回馈电压超过3.25伏特时阻止开关。因此实际上，RFB1和RFB2具有调节输出电压和执行输出过电压保护的双重功能。某些应用可能有限制输出过电压保护和电压调节功能共用同一组串联电阻的设计要求。针对这一问题，本方案提供第二级锁定过电压保护功能，该锁定电路的阈值为3.5伏特，可透过ROV1和ROV2来主动设置比非锁定的过电压保护更高的保护电压 。在RFB2与地短路这种可能性较小的事件中，这个第二级过电压保护功能可关闭DRV1和DRV2。

　　图4　简化应用电路

　　至于过电流保护（OCP），控制晶片可透过图4中的RCS1和RCS2独立感测每个通道的峰值电流。较之在返回路径上採用单个电流感测电阻，对相位的逐个感测可提供更可靠、更有效的过电流保护解决方案。为了减少元件，每个输入都在内部整合了一个小型RC滤波器，一般用于抑制电流感测输入中的前沿尖刺。

　　法规要求带动控制器效率持续升级

　　在法规的要求下，新一代PFC控制器除了必须简化系统设计外，更须持续导入新的节能技术，来满足额定负载和轻负载下的效率要求。其同步电路的一部分利用最大频率钳位元来限制轻载下和交流输入电压的过零点附近的与频率相关的Coss MOSFET开关损耗。在 VIN线电压部分大于VOUT/2期间，使用谷底开关技术以感测最佳MOSFET导通时间，可进一步降低Coss电容性开关损耗。另一方面，当VIN小于VOUT/2时，主功率MOSFET利用零电压开关（ZVS）导通。ZVS 结合 BCM 工作模式的零电流开关（ZCS），可消除MOSFET导通开通损耗和输出整流器的反向恢復损耗。

　　自动相位管理技术可以满足提高轻载效率的要求。如本文范例晶片的评估板（EVB）可以展示约30%（相位禁用）和40%（相位启用）负载电流之间的相位管理能力，而利用控制晶片的MOT输入则可準确调节阈值。图5所示的效率图显示了在负载电流刚好下跌到最大额定值的30%以下，致使某个相位禁用时，轻载效率的提高状况：当负载电流达到最大额定值的近40%时，两通道交错式工作便会恢復。该评估板事实上是一个 400瓦双交错式BCM PFC 转换器，当输入电压为115伏特交流电时，轻载负载效率提高 1%；当输入电压为230伏特交流电时，效率更可提高6.5%。

　　图5　本文范例方案的评估板所具备的相位管理效率（含EMI滤波器）